Введемо термін «показник якості»:

(20)

Значення М можна зрозуміти з рис. 12 на якому представлена ​​типова характеристика передачі польового транзистора з каналом p-типу.

Нахил кривої при U з.і = 0 дорівнює S макс. Якщо дотичну у точці U з.і =0 продовжити до перетину з віссю абсцис, вона відсіче у цій осі відрізок U отс /M. Це легко показати, виходячи з (20):

(21)

Отже, М є міра нелінійності прохідної характеристики польового транзистора. У показано, що з виготовленні польових транзисторів дифузійним методом М = 2.

Знайдемо значення струму I c0 за виразом (21):

Підставивши його значення (19), отримаємо:

Якщо формулі (1) покласти R i >>R н, то коефіцієнт посилення за напругою для схеми із загальним джерелом

(23)

Підставивши значення коефіцієнта посилення (23) у вираз (22), отримаємо:

(24)

Зі співвідношення (24) можна зробити наступний висновок: при заданій напрузі живлення коефіцієнт посилення каскаду обернено пропорційний напрузі відсічення польового транзистора. Так, для польових транзисторів, виготовлених методом дифузії, М = 2 і при U отс1 = 1,5 (КП103Е), U отс2 = 7 В (КП103М), напрузі живлення 12,6 В і U c = 7 В коефіцієнти посилення каскадів рівні відповідно 7,5 та 1,6. Коефіцієнт посилення каскаду з ПТ1 зростає ще більше, якщо за рахунок збільшення опору навантаження R н зменшити U з до 1,6 В. Слід зазначити, що в цьому випадку при незмінному напрузі живлення Е п транзистор з малою крутістю може забезпечити більший коефіцієнт посилення за напругою , Чим транзистор з більшою крутістю (за рахунок більшого опору навантаження).

У разі малого опору навантаження Rн бажано використовувати польові транзистори з великою напругою відсічення для більшого коефіцієнта посилення (за рахунок збільшення S).

У транзисторів з низькою напругою відсікання зміна струму стоку від температури набагато менше, ніж у транзисторів з великою напругою відсікання, і тому вимоги до стабілізації робочої точки нижче. При зсувах на затворі, що задають нульовий температурний коефіцієнт зміни струму стоку, у транзисторів з меншою напругою відсікання струм стоку вище, ніж у транзистора з більшою напругою відсікання. Крім того, оскільки напруга зміщення на затворі (при нульовому температурному коефіцієнті) у другого транзистора більше, то транзистор працюватиме в режимі, при якому сильніше позначається нелінійність його характеристик.

При заданій напрузі живлення польові транзистори з низькою напругою відсічення дозволяють отримати більший динамічний діапазон. Наприклад, з двох транзисторів, що мають напругу відсічення 0,8 і 5 при напрузі живлення 15 В і максимальному опорі навантаження, що розраховується з співвідношення (18), на виході першого можна отримати подвійну амплітуду вихідного сигналу (визначається як різницю між Е п і U відс), рівну 14,2 В, у той час як у другому - лише 10 В. Відмінність у посиленні буде ще наочнішим, якщо Е п зменшити. Так, якщо напруга живлення знизити до 5 В, то подвоєна амплітуда вихідної напруги першого транзистора становитиме 4,2 В, другий транзистор використовувати для цих цілей практично неможливо.

Нелінійні спотворення в підсилювачах

Величина нелінійних спотворень, що у підсилювачах на ПТ, визначається багатьма параметрами схеми: зміщенням, робочим напругою, опором навантаження, рівнем вхідного сигналу, характеристиками польових транзисторів.

При подачі на вхід підсилювача із загальним витоком синусоїдальної напруги U 1 sinωt миттєве значення повної напруги в ланцюгу затвор - джерело можна записати

U з.і = E см + U 1 sinωt

де E см - напруга зовнішнього усунення, поданого на затвор.

Враховуючи квадратичну залежність струму стоку від напруги на затворі (1), миттєве значення i c дорівнює:

(24а)

Розкривши дужки в рівнянні (24а), отримаємо розгорнутий вираз для струму стоку:

З виразу (24б) видно, що у вихідному сигналі поряд з постійною складовою та першою гармонікою міститься друга гармоніка частоти вхідного сигналу.

Нелінійні спотворення визначаються ставленням середньоквадратичного значення всіх гармонік до середньоквадратичного значення основної гармоніки у вихідному сигналі. Використовуючи це визначення, з виразу (24б) знайдемо коефіцієнт гармонік, виразивши (E см -U отс) через I с0 :

(24в)

Вираз (24в) дає лише приблизний результат, оскільки реальні прохідні характеристики ПТ відрізняються від виразів, що описуються (1).

Для досягнення мінімальних нелінійних спотворень необхідно:

Підтримувати значення U с.і досить великим для того, щоб при максимальному перепаді вихідного сигналу дотримувалася умова

U с.і ≥(1.5...3)U отс

Не працювати при напругах затвор - стік, близьких до пробою;
- Опір навантаження вибирати досить великим.

На рис. 16, наведена схема, в якій польовий транзистор працює з більшим R н, чим забезпечуються малі спотворення і високе посилення. Як опір навантаження тут використовується другий польовий транзистор Т2. Ця схема забезпечує коефіцієнт посилення за напругою близько 40 дБ при Е пит =9 В.

Вибір типу ПТ, що забезпечує найменші спотворення, залежить від рівня вхідного сигналу, напруги живлення та необхідної смуги пропускання. При великому рівні вихідного сигналу та значній смузі пропускання бажані ПТ з великим U відс. При малому рівні вхідного сигналу або низькому напрузі живлення переважні ПТ з малим U відс.

СТАБІЛІЗАЦІЯ КОЕФІЦІЄНТА ПОСИЛЕННЯ

Коефіцієнт посилення УНЧ на ПТ, як і на інших активних елементах, схильний до впливу різних дестабілізуючих факторів, під дією яких він змінює своє значення. Один з таких факторів – зміна навколишньої температури. Для боротьби з цими явищами в основному застосовуються ті ж методи, що й у схемах на біполярних транзисторах: використовують негативну Зворотній зв'язокяк по струму, так і по напрузі, що охоплює один або кілька каскадів, вводять у схему температурно-залежні елементи.

У польовому транзисторі з p-n-переходом під дією температури змінюється за експоненційним законом струм зворотнозміщеного затвора, змінюються струм стоку і крутість.

Вплив зміни струму затвора I з коефіцієнт посилення можна послабити, зменшуючи опір резистора R з ланцюга затвора. Для зменшення впливу змін струму стоку, як і у разі застосування біполярних транзисторів, може використовуватися негативний зворотний зв'язок постійного струму (рис. 13,а).

Розглянемо докладніше деякі способи зменшення впливу коефіцієнт посилення змін крутості S.

У режимі посилення слабких сигналів коефіцієнт посилення некомпенсованого каскаду на польовому транзисторі знижується при підвищенні температури. Наприклад, коефіцієнт посилення схеми на рис. 13 а, рівний 13,5 при 20° С, зменшується до 12 при +60° С. Це зменшення обумовлено в першу чергу температурною зміною крутизни польового транзистора. Параметри зсуву, такі як струм стоку I с, напруга між затвором і витоком U з.і напруга між витоком і стоком U c.і змінюються незначно завдяки існуючому зворотному зв'язку по постійному струму.

Мал. 13. Схеми підсилювачів із стабілізацією коефіцієнта посилення.

а – некомпенсований каскад; б – компенсований каскад посилення; - компенсований каскад посилення з ООС; г -перехідна характеристика.

Включивши кілька звичайних діодів у ланцюг негативного зворотного зв'язку між затвором та витоком (рис. 13 б), можна стабілізувати коефіцієнт посилення підсилювача без введення додаткових каскадів. При збільшенні температури знижується пряма напруга кожного діода, що призводить до зменшення напруги U з.і.

Експериментально показано, що результуюча зміна напруги переміщує робочу точку таким чином, що крутість S відносно стабільна у певних межах зміни температури (рис. 13, г). Наприклад, коефіцієнт посилення підсилювача за схемою рис. 13 б, рівний 11, практично зберігає своє значення в межах зміни температури 20-60° С (К і змінюється всього на 1%).

Введення негативного зворотного зв'язку між затвором та витоком (рис. 13, в) зменшує коефіцієнт посилення, але забезпечує кращу стабільність. Коефіцієнт посилення підсилювача за схемою рис. 13, рівний 9, практично не змінюється при зміні температури від 20 до 60°.

Шляхом ретельного вибору робочої точки та кількості діодів можна стабілізувати коефіцієнт посилення з точністю 1% у діапазоні до 100 ° С.

ЗМЕНШЕННЯ ВПЛИВУ ВХІДНОЇ ЄМНОСТІ ПТ НА ЧАСТОТНІ ВЛАСТИВОСТІ ПІДСИЛЮВАЧІВ

Для початку повторювача, зображеного на рис. 11 а, за його еквівалентною схемою (рис. 11, б) постійну часу вхідного ланцюга можна визначити з достатньою для практичних розрахунків точністю наступним чином:

τ вх = R г [З г + З з.с + З з.і (1 - До і)], (25)

де R г та С г - параметри джерела сигналу.

З виразу (25) видно, що постійна часу вхідного ланцюга знаходиться в прямій залежності від ємностей С з.с і З з.і, причому ємність Сз.і за рахунок впливу ООС зменшена (1-К і) раз.

Однак отримання коефіцієнта посилення по напрузі, близького до одиниці (з метою усунення впливу ємності З з.і), у схемі звичайного повторювача витоку пов'язано з труднощами, пов'язаними з малою пробивною напругою польового транзистора. Так, щоб на польовому транзисторі КП102Е з максимальним струмомстоку I с0 =0,5 мА, максимальною крутістю 0,7 мА/В отримати коефіцієнт посилення за напругою 0,98 необхідно використовувати опір R н =65 кОм. При I с0 = 0,5 мА падіння напруги на опір R н складе близько 32,5 В, а напруга живлення має бути, як мінімум, більше цієї напруги на величину U отс, тобто E п =35 В.

Щоб уникнути необхідності використання високої напруги живлення для отримання коефіцієнта підсилення, близького до одиниці, практично часто застосовують схеми комбінованих повторювачів на польових і біполярних транзисторах.

На рис. 14, а зображена комбінована схема як за типом транзисторів, що застосовуються в ній, так і за схемою їх з'єднання, що носить назву витокового повторювача зі стежить зв'язком . Стік польового транзистора Т1 під'єднаний до бази біполярного транзистора Т2, з колектора якого сигнал подається на висновок польового транзистора в протифазі з вхідним сигналом. Підбором резисторів R5 і R6 можна напругу сигналу на початку отримати рівним вхідному напрузі, тим самим усуваючи вплив ємності З з.і.

Резистор R1 встановлений в ланцюзі зсуву затвора, приєднаний до початку транзистора Т1 через конденсатор С2 великої ємності. Ефективний опір у ланцюгу зміщення визначається опором резистора R 1 і коефіцієнтом зворотного зв'язку, так що

(35)

де U - амплітуда сигналу на початку транзистора Т1.

Мал. 14. Схеми підсилювачів із зменшеною вхідною ємністю.

а - і стоковий повторювач із стежить зв'язком; б - із зменшеною ємністю З з.с; в - Історичний повторювач з динамічним навантаженням.

При великих значеннях біполярного транзистора Т2 коефіцієнт посилення схеми приблизно можна оцінити наступним виразом:

(36)

Якщо підсилювач призначений для роботи на низьких частотах, то резистор R6 можна зашунтувати конденсатором С3 (рис. 14, а показаний пунктиром); при цьому верхня частотна межа визначається виразом

(37)

Вище було розглянуто метод зменшення впливу ємності затвор - витік З з.і на частотну характеристику підсилювача шляхом одержання у витокового повторювача коефіцієнта посилення, близького до одиниці. Вплив ємності З з. при цьому залишалося незмінним.

Подальше поліпшення частотних характеристик підсилювачів можна досягти з допомогою ослаблення статичної ємності затвор - стік у вхідної ланцюга схеми.

Щоб зменшити вплив ємності між затвором і стоком, можна застосувати спосіб, аналогічний описаному вище зниження впливу ємності З з.і, тобто зменшити напругу сигналу на ємності. У схемі, що показана на рис. 14 б, вплив ємності З з.с знижено настільки, що вхідна ємність каскаду майже повністю визначається розташуванням деталей у схемі і ємністю монтажу.

Перший каскад на транзисторі T1 має мале навантаження в ланцюгу стоку і для сигналу, що знімається з витоку, є повторювачем. Вихідний сигнал подається на каскад із загальним колектором, у якому використовується біполярний транзистор.

Для зниження впливу ємності З з.с сигнал з вихідного каскаду (емітерного повторювача) подається через конденсатор С2 на стік транзистора T1 у фазі з вхідним сигналом. Для підвищення ефекту компенсації необхідно вжити заходів для збільшення коефіцієнта передачі першого каскаду. Це досягається подачею на резистор зміщення R3 сигналу з емітерного повторювача. У результаті напруга, що подається на стік, стає більше, а негативна зворотний зв'язок - дієвіше. Крім того, підвищення коефіцієнта передачі першого каскаду додатково зменшує вплив ємності З з.і.

Якщо використовувати перераховані методи зниження ємності затвора, то вхідна ємність, зазвичай, досить значна (у транзистора КП103 становить 20-25 пФ). В результаті вдається зменшити вхідну ємність до 0,4-1 пФ.

Історичний повторювач з динамічним навантаженням (За матеріалами Ю. І. Глушкова і В. Н. Семенова), охоплений стежить зворотним зв'язком на стік, зображений на рис. 14, ст. За допомогою такої схеми вдається виключити вплив статичного коефіцієнта посилення польового транзистора на коефіцієнт передачі витокового повторювача, а також зменшити ємність З з.с. Транзистор Т2 виконує роль генератора стабільного струму, задаючи струм у ланцюзі початку польового транзистора Т1. Транзистор Т3 є динамічним навантаженням у ланцюгу стоку польового транзистора змінному струму. Параметри джерельного повторювача:

ЕКОНОМІЧНІ УНЧ

Перед розробником інколи постає завдання створення економічних підсилювачів низької частоти, які працюють від низьковольтного джерела живлення. У таких підсилювачах можуть бути використані польові транзистори з малими напругою відсічення U отс і струмом насичення I с0; ці схеми мають безперечні переваги перед ламповими та схемами на біполярних транзисторах.

Вибір робочої точки в економічних підсилювачах на польових транзисторах визначається виходячи з умови отримання мінімальної потужності, що розсіюється. Для цього напруга зміщення U з.і вибирається майже рівним напрузі відсічення, при цьому струм стоку прагне нуля. Такий режим забезпечує мінімальний нагрівання транзистора, що призводить до малих струмів витоку затвора та високого вхідного опору. Необхідний коефіцієнт посилення при малих струмах стоку досягається збільшенням опору навантаження.

В економічних підсилювачах низької частоти широко застосовується схема каскаду, зображеного на рис. 10, б. У цій схемі напруга зміщення утворюється на опорі ланцюга витоку, що створює негативний зворотний зв'язок по струму, що стабілізує режим від впливу коливань температури і розкиду параметрів.

Можна запропонувати такий порядок розрахунку економічних каскадів УНЧ, виконаних за рис. 10, б.

1. Виходячи з умови отримання мінімальної розсіюваної потужності, вибираємо польовий транзистор з малими напругою відсічення U отс і струмом насичення I с0 .
2. Вибираємо робочу точку польового транзистора струмом I c (одиниці - десятки мікроампер).
3. Враховуючи, що при напрузі зсуву, близькому до напруги відсікання, струм стоку можна приблизно визначити за виразом

Rc ≈ U отс /R та (38)

опір у ланцюгу початку

Rі ≈ U отс /I і (39)

4. Виходячи з необхідного коефіцієнта посилення, знаходимо R н. Оскільки коефіцієнт посилення

(40)

то, нехтуючи шунтуючим дією диференціального опору сток-виток R i і підставляючи замість S її значення, отримане шляхом диференціювання виразу для струму стоку (40), отримуємо:

(41)

З останнього виразу знаходимо необхідний опір навантаження:

(42)

На цьому розрахунок підсилювача закінчується і в процесі регулювання лише уточнюються номінали резисторів R н та R і.

На рис. 15 наведено практичну схему економічного підсилювача низької частоти , що працює від ємнісного датчика (наприклад, від п'єзокерамічного гідрофону).

Завдяки малому струму усунення вихідного підсилювача, що складається з двох транзисторів Т2 і Т3, потужність розсіювання всього попереднього підсилювача становить 13 мкВт. Попередній підсилювач споживає струм 10 мкА при напрузі живлення 1,35.

Мал. 15. Принципова схемаекономічний підсилювач.

Вхідний опір попереднього підсилювача визначається опором резистора R1. Власне вхідним опором польового транзистора можна знехтувати, оскільки воно набагато більше опору резистора R1.

У режимі малих сигналів вхідний каскад попереднього підсилювача еквівалентний схемі із загальним витоком, у той час як ланцюги зміщення виконані як у схемі повторювача.

Використовуваний у цій схемі польовий транзистор повинен мати невелику напругу відсічки Uотс і малий струм стоку I с0 при напрузі затвора U з.і =0.

Провідність каналу польового транзистора T1 залежить від струму стоку, і оскільки останній незначний, то й провідність мала. Тому вихідний опір схеми із загальним джерелом визначається опором резистора R2. За даними вихідний опір підсилювача 4 кОм коефіцієнт посилення по напрузі дорівнює 5 (14 дБ).

КАСКАДИ УНЧ З ДИНАМІЧНИМ НАВАНТАЖЕННЯМ

Польові транзистори дозволяють легко реалізувати схеми підсилювачів низької частоти з динамічним навантаженням. У порівнянні з реостатним каскадом посилення, у якого опір навантаження постійно, підсилювач з динамічним навантаженням має більший коефіцієнт підсилення за напругою.

Принципова схема підсилювача з динамічним навантаженням наведено на рис. 16 а.

Як динамічний опір стокове навантаження польового транзистора Т1 використовується активний елемент - польовий транзистор Т2, внутрішній опір якого залежить від амплітуди сигналу на стоку транзистора Т1. Транзистор Т1 включений за схемою із загальним джерелом, а Т2 - за схемою із загальним стоком. По постійному струму обидва транзистори послідовно включені.

Мал. 16. Принципові схеми підсилювачів із динамічним навантаженням.

а - на двох ПТ; б - на ПТ та біполярному транзисторі; в – з мінімальною кількістю деталей.

Вхідний сигнал U вх подається на затвор польового транзистора Т1, а знімається з початку транзистора Т2.

Каскад посилення (рис. 16, а) може бути типовим при побудові багатокаскадних підсилювачів. При використанні польових транзисторів типу КП103Ж каскад має такі параметри:

Слід зазначити, що при використанні польових транзисторів з малою напругою відсічення можна отримати більший коефіцієнт посилення напруги, ніж при використанні польових транзисторів з більшою напругою відсічення. Це тим, що з ПТ з малою напругою відсічки внутрішній (динамічний) опір більше, ніж у ПТ з великою напругою відсічки.

Як динамічний опір можна використовувати і звичайний біполярний транзистор. При цьому коефіцієнт посилення по напрузі виходить навіть трохи вище, ніж при використанні динамічного навантаження польового транзистора (за рахунок більшого R i). Але в цьому випадку збільшується кількість деталей, необхідних для побудови посилення каскаду з динамічним навантаженням. Принципова схема такого каскаду зображено на рис. 16 б, причому параметри його близькі до параметрів попереднього підсилювача, зображеного на рис. 16 а.

Підсилювачі з динамічним навантаженням слід використовувати для отримання великого коефіцієнта посилення малошумливих УНЧ з низькою напругою живлення.

На рис. 16, зображений підсилювальний каскад з динамічним навантаженням, в якому число деталей зведено до мінімуму, причому ця схема забезпечує коефіцієнт посилення до 40 дБ при малому рівні шуму. Посилення напруги для цієї схеми можна виразити формулою

(43)

де S макс1 - крутість транзистора Т1; R i1 R i2 - динамічні опори транзисторів Т1 і Т2 відповідно.

УНЧ НА МІКРОСХЕМАХ

Мікросхема типу К2УЕ841 – одна з перших лінійних мікросхем, освоєних нашою промисловістю. Вона являє собою двокаскадний підсилювач з глибоким негативним зворотним зв'язком (повторювач), зібраний на польових транзисторах. Мікросхеми цього типу знайшли широке застосування як вхідних каскадів чутливих широкосмугових підсилювачів, як виносних каскадів при передачі сигналів через кабель, схемах активних фільтрів та інших схемах, що вимагають високий вхідний і малий вихідний опору і стабільний коефіцієнт передачі.

Принципова електрична схема такого підсилювача зображено на рис. 17 а; способи включення мікросхеми – на рис. 17, б, в, р.

Резистор R3 введений у схему захисту вихідного транзистора від перевантажень при коротких замиканнях на виході. Невеликим зменшенням зворотного зв'язку (на рис. 17, в R oс показано пунктиром) можна отримувати коефіцієнт передачі, що дорівнює одиниці або дещо більше.

Вхідний опір повторювачів можна значно збільшити (в 10-100 разів), якщо здійснити за допомогою конденсатора З зворотний зв'язок у ланцюг затвора (показано пунктиром на рис. 17, в). При цьому вхідний опір повторювача приблизно дорівнює:

R вх = R з / (1-К і),

де К і - коефіцієнт передачі повторювача.

Основні електричні параметри повторювача наступні:

Промисловістю освоєно випуск гібридних плівкових мікросхем серії К226, що є малошумщціе підсилювачі низької частоти з польовим транзистором на вході. Їхнє основне призначення - посилення слабких сигналів змінного струму від датчиків з високим внутрішнім опором.

Мал. 17. Мікросхема К24Е841.

а – принципова схема; б - схема з одним джерелом живлення напругою 12,6; в - схема із двома джерелами живлення напругою +-6,3 В; г - схема з одним джерелом живлення напругою -6,3 Ст.

Мікросхеми виконані на ситаловій підкладці за гібридноплівковою технологією із застосуванням польових та біполярних безкорпусних транзисторів.

Мікросхеми підсилювачів низької частоти поділяються на групи за коефіцієнтом посилення та рівнем шумів (табл. 1). Зовнішній виглядта габаритні розміри представлені на рис. 18.

Принципові електричні схеми підсилювачів наведено на рис. 19 а, б і 20 а, б, а їх схеми включення - на рис. 21 а, м. При включенні мікросхем за схемами рис. 21, а і вхідний опір підсилювачів дорівнює опору зовнішнього резистора R i . Для підвищення вхідного опору (до 30 МОм та більше) необхідно використовувати схеми рис. 21,6, р.

Таблиця 1

Мал. 18. Зовнішній вигляд та габаритні розміри мікросхем К2УС261-К2УС265.

Основні електричні параметри мікросхем К2УС261 та К2УС262:

Мал. 19. Принципові схеми підсилювачів.

а - К2УС261; б - К2УС262.

Мал. 20. Принципові схеми підсилювачів.

а - К2УС263; б – К2УС264 (усі діоди типу КД910Б).

Основні електричні параметри мікросхем К2УС263 та К2УС264:

Мал. 21. Схеми включення підсилювачів.

Рекомендації щодо застосування мікросхем.Частотна залежність і гранична частота за рівнем 0,7 В в області нижніх частот при досить великому постійному часі вхідного ланцюга визначається зовнішнім конденсатором фільтра негативного зворотного зв'язку С2 і опором резистора ланцюга зворотного зв'язку R о.з відповідно до співвідношення:

Пікові напруги на вході мікросхем К2УС261, К2УС262 не повинні перевищувати 1 для позитивної полярності і 3 для негативної; на вході мікросхем К2УС263, К.2УС264 - не більше 2 для позитивної полярності і не більше 1 - для негативної.

Опір витоку R1 для вхідного струму в діапазоні робочих температур -60 до +70 ° С не повинен перевищувати 3 МОм. В діапазоні нижчих максимальних температур або при зниженні вимог до значення вихідної напруги опір резистора R1 може бути збільшено з метою підвищення опір вхідного каскаду.

Струм витоку вхідного роздільного конденсатора С1 не повинен перевищувати 0,06 мкА.

Для збереження максимальної вихідної напруги струм витоку конденсатора С2 у діапазоні робочих температур не повинен перевищувати 20 мкА. Цій вимогі задовольняє конденсатор типу К52-1А ємністю 470 мкФ, струм витоку якого не перевищує при цих напругах 10 мкА.

ПРАКТИЧНІ СХЕМИ ПІДСИЛЮВАЧІВ НИЗЬКОЇ ЧАСТОТИ НА ПОЛЬОВИХ ТРАНЗИСТОРАХ

Зазвичай польові транзистори використовуються в підсилювачах спільно з біполярними транзисторами, але їх можна застосовувати і як активні прилади в багатокаскадних підсилювачах звукової частоти з резистивно-ємнісним зв'язком. На рис. 22 наведено приклад використання польових транзисторів у схемі RC-підсилювача. Схема цього підсилювача використовувалася запису звукових сигналів моря. Сигнал на вхід підсилювача знімався з п'єзокерамічного гідрофону Г, а навантаження підсилювача служив кабель типу КВД4x1.5 довжиною 500 м.

Вхідний каскад підсилювача виконаний на польовому транзисторі типу КП103Ж із мінімальним коефіцієнтом шуму. Для цієї ж мети (зменшення шумів) два перші каскади живляться зниженою напругою, що отримується за допомогою параметричного стабілізатора Д1R8. Завдяки цим заходам рівень шумів, наведених до входу, у смузі частот 4 Гц-20 кГц становив 1,5-2 мкВ.

Для коригування частотної характеристики підсилювача в області вищих частот паралельно резисторам R6 і R10 можна підключити відповідні конденсатори, що коригують.

Для узгодження високого вихідного опору підсилювача з низькоомним навантаженням (кабелем) служить повторювач напруги на транзисторах Т4, Т5, що є двокаскадним підсилювачем з безпосереднім зв'язком. Для усунення шунтуючого дії резисторів зміщення R11, R12 вводиться позитивний зворотний по змінному струму через ланцюжок R13, С6. Розрахункове значення вихідного опору такого повторювача 10 Ом.

Для перевірки працездатності та коефіцієнта посилення підсилювача служить генератор калібрування, зібраний за схемою симетричного мультивібратора. Генератор калібрування видає прямокутні стабілізовані амплітудою за допомогою стабілітронів Д2-Д5 типу Д808 імпульси частотою 85 Гц, які в момент включення калібратора подаються через гідрофон на вхід підсилювача. За допомогою дільника напруги на резисторах R16, R17 амплітуда імпульсів встановлювалася рівною 1 мВ.

Незважаючи на простоту схеми підсилювача коефіцієнт підсилення змінюється незначно (близько 2%) при зміні навколишньої температури в діапазоні 0-40 ° С, причому коефіцієнт підсилення при кімнатній температурі 20 ° С дорівнював 150.

Мал. 22. Принципова схема гідроакустичного підсилювача.

Якщо ж вихідний опір першого каскаду на польовому транзистори вдається знизити настільки, що стає можливим застосування в наступних каскадах звичайних біполярних транзисторів, то використовувати для подальшого посилення польові транзистори не економічно. У цих випадках застосовуються підсилювачі, які використовують польові та біполярні транзистори.

На рис. 23 зображена принципова схема підсилювача низької частоти на польовому і біполярному транзисторах, що має близькі по відношенню до трикаскадного R-підсилювача на польових транзисторах (рис. 22) параметрами. Так, при коефіцієнті посилення, що дорівнює 150, частотної характеристики за рівнем 0,7 від 20 Гц до 100 кГц значення максимального вихідного неспотвореного сигналу на R н = 3 кОм дорівнює 2 В.

Польовий транзистор Т1 (рис. 23) включений за схемою із загальним джерелом, а біполярний - за схемою із загальним емітером. Для стабілізації робочих характеристик підсилювач охоплений негативним зворотним зв'язком постійного струму.

На рис. 24 зображена схема підсилювача низької частоти з безпосередніми зв'язками, розроблена В. Н. Семеновим та В. Г. Федоріним, призначеного для посилення слабких сигналів від джерел з високим вхідним опором. Підсилювач не містить розділових конденсаторів, тому його габарити можуть бути малими.

Параметри підсилювача такі:

Схема являє собою УПТ зі 100%-вим зворотним зв'язком по постійному струму; рахунок цього досягається мінімум дрейфу і стабільність режимів. Зворотний зв'язок постійного струму вводиться через фільтр нижніх частот, тому нижня гранична частота підсилювача визначається параметрами цього фільтра.

Для стабілізації коефіцієнта посилення використовується негативний зворотний на частоті сигналу глибиною близько 20 дБ. Посилення залежить від глибини зворотного зв'язку.

Мал. 23. Принципова схема УНЧна польовому та біполярному транзисторах.

Мал. 24. Принципова схема УНЧ із безпосередніми зв'язками.

Застосування зворотних зв'язків робить підсилювач некритичним до зміни напруги живлення та розкидання параметрів транзисторів та всіх деталей, крім R10 та R11. До особливостей схеми можна віднести те, що транзистори Т3 і Т4 працюють з напругою U б.е, що дорівнює U к.е.

Високий вхідний опір підсилювача досягається завдяки застосуванню польових транзисторів. На нижніх частотах воно визначатиметься опором резистора R1, верхніх - вхідний ємністю схеми.

А.Г. Мілехін

Література:

1. Польові транзистори. Фізика, технологія та застосування. Пров. з англ. за ред. О. Майорова. М., "Радянське радіо", 1971.
2. Севін Л. Польові транзистори. М., «Радянське радіо», 1968.
3. Малін В. В., Сонін М. С. Параметри та властивості польових транзисторів. М., "Енергія", 1967.
4. Шервін В. Причини спотворень в підсилювачах на польових транзсторах. - "Електроніка", 1966, №25.
5. Даунс Р. Економічний попередній підсилювач. "Електроніка", 1972 №5.
6. Холзман Н. Усунення викидів за допомогою операційного підсилювача. "Електроніка", 1971 №3.
7. Гозлінг Ст. Застосування польових транзисторів. М., "Енергія". 1970.
8. Де Колд. Використання діодів для температурної стабілізації коефіцієнта посилення польового транзистора - «Електроніка», 1971 №12.
9. Гальперін М. В., Злобін Ю. В., Павлеїко В. А. Транзсторні підсилювачі постійного струму. М., "Енергія", 1972.
10. Технічний каталог «Нові прилади. Польові транзистори. гібридні інтегральні схеми». Вид. ЦНДІ "Електроніка", 74.
11. Топчилов Н. А. Гібридні лінійні мікросхеми з високоомним входом - «Електронна промисловість», 1973 №9.

Технічні характеристики
Максимальна середньоквадратична потужність:
при RH = 4 Ом, Вт 60
при RH = 8 Ом, Вт 32
Робочий діапазон частот. Гц 15...100 000
Коефіцієнт нелінійних спотворень:
при f = 1 кГц, Рвих = 60 Вт, RH = 4 Ом, % 0,15
при f = 1 кГц, Рвих = 32 Вт, RH = 8 Ом, % 0,08
Коефіцієнт посилення, дБ 25...40
Вхідний імпеданс, ком 47

Налаштування

Малоймовірно, що будь-який досвідчений експериментатор матиме труднощі при досягненні задовільних результатів при побудові підсилювача за цією схемою. Головні проблеми, які слід передбачити, - це неправильне встановлення елементів та пошкодження МОП транзисторів при неправильному поводженні з ними або при порушенні схеми. Як керівництво для експериментатора пропонується наступний перелік контрольних перевірок для пошуку несправностей:
1. Під час складання друкованої плати спочатку встановіть пасивні елементи та переконайтеся у правильному включенні полярності електролітичних конденсаторів. Потім встановіть транзистори VT1...VT4. І, нарешті, встановіть МОП транзистори, уникаючи статичного заряду, замикаючи одночасно виводи на землю та використовуючи заземлений паяльник. Перевірте зібрану плату на правильність встановлення елементів. Для цього буде корисно користуватися розташуванням елементів, показаним на рис. 2 Перевірте друкарські платина відсутність замикань припоєм доріжок і, якщо вони є, видаліть їх. Перевірте вузли пайок візуально та електрично за допомогою мультиметра та переробіть, якщо це необхідно.
2. Тепер на підсилювач може бути подана напруга живлення та виставлений струм спокою вихідного каскаду (50...100 мА). Потенціометр R12 спочатку встановлюється за мінімальним струмом спокою (до відмови проти годинникової стрілки на топології плати рис. 2). позитивну гілка живлення включається амперметр з межею виміру 1 А. Обертанням движка резистора R12 домагаються показань амперметра 50...100 мА. Встановлення струму спокою може виконуватися без підключення навантаження. Однак, якщо навантажувальний динамік включений у схему, він повинен бути захищений запобіжником від перевантаження постійного струму. При встановленому струмі спокою прийнятне значення вихідної напруги усунення має бути менше 100 мВ.

Зайві або безладні зміни струму спокою при регулюванні R12 вказують на виникнення генерації у схемі або неправильне з'єднання елементів. Слід дотримуватись рекомендацій, описаних раніше (послідовне включення у ланцюг затвора резисторів, мінімізація довжини з'єднувальних провідників, загальне заземлення). Крім того, конденсатори розв'язки по живленню повинні встановлюватися в безпосередній близькості до вихідного каскаду підсилювача та точки заземлення навантаження. Щоб уникнути перегріву потужних транзисторів, регулювання струму спокою повинно виконуватися при встановлених на тепловідводі МОП транзисторах.
3.Після встановлення струму спокою амперметр має бути видалено
з ланцюга позитивного живлення та на вхід підсилювача може бути
подано робочий сигнал. Рівень вхідного сигналу для отримання повної номінальної потужності має бути наступним:
UBX = 150 мВ (RH = 4 Ом, Кі = 100);
UBX = 160 мВ (RH = 8 Ом, Кі = 100);
UBX = 770 мВ (RH = 4 Ом, Кі = 20);
UBX = 800 мВ (RH = 8 Ом, Кі = 20).
"Підрізання" на піках вихідного сигналу при роботі з номінальною потужністю вказує на погану стабілізацію напруги живлення і може бути виправлено зниженням амплітуди вхідного сигналу та зменшенням номінальних характеристик підсилювача.
Амплітудно-частотна характеристика підсилювача може бути перевірена в діапазоні частот 15 Гц... 100 кГц за допомогою набору для звукового тестування або генератора та осцилографа. Спотворення вихідного сигналу на високих частотах вказує на реактивний характер навантаження і відновлення форми сигналу знадобиться підбір величини індуктивності вихідного дроселя L1. Амплітудно-частотна характеристика на високих частотах може бути вирівняна за допомогою компенсаційного конденсатора, включеного паралельно R6. Низькочастотна частина амплітудно-частотної характеристики коригується елементами R7, С2.
4.Наявність фону (гудіння) найімовірніше відбувається у схемі
при встановленні занадто високого посилення. Наведення на вході з високим
імпедансом мінімізується використанням екранованого
кабелю, заземленого у джерелі сигналу. Низькочастотні пульсації живлення, які потрапляють із живленням у вхідний каскад
підсилювача, можуть бути усунені конденсатором СЗ. Додаткове
ослаблення фону здійснюється диференціальним каскадом
на транзисторах VT1, VT2 підсилювача. Однак, якщо джерелом фону є напруга живлення, то можна підібрати значення СЗ, R5 для придушення амплітуди пульсацій.
5. У разі виходу з ладу транзисторів вихідного каскаду через коротке замикання в навантаженні або високочастотної генерації необхідно замінити обидва МОП транзистора, при цьому малоймовірно, щоб з ладу вийшли інші елементи. При встановленні схеми нових приладів процедура налаштування повинна бути повторена.

Схема блоку живлення

Найкращі конструкції "Радіоаматора" Випуск 2

Схема підсилювача із змінами:

Підсилювачі на польових транзисторах (ПТ) мають великий вхідний опір. Зазвичай, такі підсилювачі використовуються як перші каскади попередніх підсилювачів, підсилювачів постійного струму вимірювальної та іншої радіоелектронної апаратури.
Застосування перших каскадах підсилювачів з великим вхідним опором дозволяє узгоджувати джерела сигналу з великим внутрішнім опором з наступними потужнішими підсилювальними каскадами, що мають невеликий вхідний опір. Підсилювальні каскади на польових транзисторах найчастіше виконуються за схемою із загальним джерелом.

Так як напруга зміщення між затвором і витоком дорівнює нулю, то режим спокою транзистора VT характеризується положенням точки А на стік-затворної характеристики при U ЗІ = 0 (рис. 15, б).
У цьому випадку при вступі на вхід підсилювача змінної гармонійної (тобто синусоїдальної) напруги U ЗІ з амплітудою U mЗІ позитивний і негативний напівперіоди цієї напруги будуть посилюватися неоднаково: при негативному напівперіоді вхідної напруги U ЗІ амплітуда змінної складової струму стоку I" mc буде більше, ніж при позитивному напівперіоді (I"" mc), так як крутість сток-затворної характеристики на ділянці АВ більша в порівнянні з крутістю на ділянці АС: Внаслідок цього форма змінної складової струму стоку і створюваної ним змінної напруги на навантаженні U ВИХІВ буде відрізнятися від форми вхідної напруги, тобто виникнуть спотворення сигналу, що посилюється.
Для зменшення спотворень сигналу при його посиленні необхідно забезпечити роботу польового транзистора при постійній крутості його сток-затворної характеристики, тобто лінійній ділянці цієї характеристики.
З цією метою ланцюг витоку включають резистор Rі (рис.16, а).

Протікає через резистор струм стоку I С0 створює на ньому напругу
U Rі =I С0 Rі, яке прикладається між витоком та затвором, включаючи ЕДП, утворений між областями затвора та витоку, у зворотному напрямку. Це призводить до зменшення струму стоку та режим роботи характеризуватиметься в цьому випадку точкою А” (рис.16,б).

Щоб не відбувалося зменшення коефіцієнта посилення, паралельно резистори Rі підключають конденсатор Си великої ємності, який усуває негативний зворотний зв'язок по змінному струму, що утворюється змінною напругою на резистори Rі. У режимі, що характеризується точкою А", крутість сток-затворної характеристики при посиленні змінної напруги залишається приблизно однаковою при посиленні позитивних і негативних напівперіодів вхідної напруги, внаслідок чого спотворення сигналів, що посилюються, будуть незначні
(Дільниці A "В" і А "С" приблизно рівні).
Якщо в режимі спокою напруга між затвором і витоком позначити U ЗІО, а струм стоку I С0 , що протікає через ПТ, то опір резистора Rі (в омах) можна розрахувати за формулою:
Rі = 1000 U ЗІО / I С0 ,
в яку струм стоку I С0 підставляється в міліамперах.
У схемі підсилювача, наведеної на рис.15, використовується ПТ з керуючим p-n-переходом та каналом р-типу. Якщо як ПТ застосовується аналогічний транзистор, але з каналом n-типу, схема залишається незмінною, а змінюється лише полярність підключення джерела живлення.
Ще більший вхідний опір мають підсилювачі, виконані на польових МДП-транзисторах з індукованим або вбудованим каналом. При постійному струмі вхідний опір таких підсилювачів може перевищувати 100 МОм. Так як напруги їх затвора і стоку мають однакову полярність, для забезпечення необхідної напруги зміщення в затворі ланцюга можна використовувати напругу джерела живлення G C підключивши його до дільника напруги, включеному на вході транзистора таким чином, як показано на рис.17.

Підсилювачі із загальним стоком

Схема підсилювача на ПТ із загальним стоком аналогічна схемі підсилювача із загальним колектором. На рис.18а наведена схема підсилювачі із загальним стоком на ПТ з керуючим р-n-переходом і каналом р-типу.

Резистор Rі включений у ланцюг витоку, а стік прямо підключений до негативного полюса джерела живлення. Тому струм стоку, що залежить від вхідної напруги, створює падіння напруги тільки на резисторі Rі. Робота каскаду пояснюється графіками, наведеними на рис.18,б випадку, коли вхідна напруга має синусоїдальну форму. У вихідному стані через транзистор протікає струм стоку I С0 який на резисторі Rі створює напругу U І0 (U ВИХ0). Протягом позитивного напівперіоду вхідної напруги зворотне зміщення між затвором та витоком збільшується, що призводить до зменшення струму стоку та абсолютної величини напруги на резисторі Rі. У негативний напівперіод вхідної напруги, навпаки, напруга зміщення затвора зменшується, струм стоку та абсолютна величина напруги на резисторі Rі збільшуються. Внаслідок цього вихідна напруга, що знімається з резистора Rі, тобто з витоку ПТ (рис.18 б), має таку ж форму, що і вхідна напруга.
У зв'язку з цим підсилювачі із загальним стоком отримали назву витокових повторювачів (напруга витоку за формою та значенням повторює вхідну напругу).

Старе, але золоте

Схемотехніка підсилювачів вже пройшла у своєму розвитку виток спіралі, і зараз ми спостерігаємо "ламповий ренесанс". Відповідно до законів діалектики, які нам так наполегливо втовкмачували, слід має настати "ренесанс транзисторний". Сам факт цього неминучий, бо лампи, при всій своїй красі, дуже незручні. Навіть удома. Але транзисторні підсилювачі мають свої недоліки...
Причину "транзисторного" звучання пояснили ще в середині 70-х - глибокий зворотний зв'язок. Вона породжує одразу дві проблеми. Перша - перехідні інтермодуляційні спотворення (TIM-спотворення) у самому підсилювачі, викликані запізненням сигналу в петлі зворотного зв'язку. З цим боротися можна тільки одним шляхом - збільшенням швидкодії та посилення вихідного підсилювача (без зворотного зв'язку), що загрожує серйозним ускладненням схеми. Результат важко прогнозується: чи буде, чи ні.
Друга проблема - глибока зворотний зв'язок сильно знижує вихідний опір підсилювача. А це для більшості гучномовців може призвести до виникнення тих самих інтермодуляційних спотворень прямо в динамічних головках. Причина - при переміщенні котушки в зазор магнітної системи значно змінюється її індуктивність, тому імпеданс головки теж змінюється. При низькому вихідному опорі підсилювача це призводить до додаткових змін струму через котушку, що породжує неприємні призвуки, що помилково приймаються за спотворення підсилювача. Цим же можна пояснити парадоксальний факт, що за довільного вибору динаміків і підсилювачів один комплект "звучить", а інший - "не звучить".

секрет лампового звуку =
високий вихідний опір підсилювача
+ неглибокий зворотний зв'язок .
Однак аналогічних результатів можна досягти і з транзисторними підсилювачами. Всі схеми, що наводяться нижче, поєднує одне - нетрадиційна і забута нині "несиметрична" і "неправильна" схемотехніка. Однак чи така вона погана, як її уявляють? Наприклад, фазоінвертор з трансформатором – справжній Hi-End! (рис.1) А фазоінвертор з розділеним навантаженням (рис.2) запозичений з лампової схемотехніки.
рис.1

рис.2

рис.3

Ці схеми зараз незаслужено забуті. А даремно. На їх основі, використовуючи сучасну елементну базу, можна створити прості підсилювачі з вельми високою якістюзвучання. Принаймні те, що мені доводилося збирати і слухати, звучало гідно - м'яко і "смачно". Глибина зворотних у всіх схемах невелика, є місцеві ООС, а вихідний опір значно. Немає і загальної ООС постійного струму.

Однак наведені схеми працюють у класі Bтому їм притаманні "перемикальні" спотворення. Для їх усунення необхідна робота вихідного каскаду у "чистому" класі A. І така схема також з'явилася. Автор схеми – J.L.Linsley Hood. Перші згадки у вітчизняних джерелах відносяться до другої половини 70-х років.


рис.4

Основний недолік підсилювачів класу A, що обмежує сферу їх застосування - великий струм спокою. Однак для усунення перемикальних спотворень є й інший шлях – використання германієвих транзисторів. Їхня гідність - малі спотворення в режимі B. (Колись я напишу сагу, присвячену Німеччині.)Інше питання, що знайти зараз ці транзистори непросто та й вибір обмежений. При повторенні наступних конструкцій слід пам'ятати, що термостійкість германієвих транзисторів невисока, тому не потрібно економити на радіаторах вихідного каскаду.

рис.5

На цій схемі - цікавий симбіоз германієвих транзисторів із польовим. Якість звучання, незважаючи на більш ніж скромні характеристики, дуже гарна. Щоб освіжити враження чвертьстолітньої давності, я не полінувався зібрати конструкцію на макеті, трохи модернізувавши її під сучасні номінали деталей. Транзистор МП37 можна замінити на кремнієвий КТ315, оскільки при налагодженні все одно доведеться підбирати опір резистора R1. Працюючи з навантаженням 8 Ом потужність зросте приблизно 3,5 Вт, ємність конденсатора C3 доведеться збільшити до 1000 мкФ. А для роботи з навантаженням 4 Ом доведеться зменшити напругу живлення до 15 вольт, щоб не перевищити максимальну потужність розсіювання транзисторів вихідного каскаду. Оскільки загальна ООС по постійному струму відсутня, термостабільність є достатньою для роботи в домашніх умовах.

• Схеми 1,2,3,5 були опубліковані у журналі "Радіо".
• Схема 4 запозичена зі збірки
  В.А.Васильєв "Закордонні радіоаматорські конструкції" М.Радіо та зв'язок,1982, с.14 ... 16
• Схеми 6 та 7 запозичені зі збірки
  Й. Боздех "Конструювання додаткових пристроїв до магнітофонів" (пер. з чеш.) М.Енерговидав 1981, с.148,175
• Докладно про механізм виникнення інтермодуляційних спотворень: Чи має УМЗЧ мати мале вихідне опір?

УМЗЧ на польових транзисторах

Застосування польових транзисторів у підсилювачі потужності дозволяє значно підвищити якість звучання за загального спрощення схеми. Передавальна характеристика польових транзисторів близька до лінійної або квадратичної, тому в спектрі вихідного сигналу практично відсутні парні гармоніки, крім того, відбувається швидкий спад амплітуди вищих гармонік (як лампових підсилювачах). Це дозволяє застосовувати в підсилювачах на польових транзисторах неглибокий негативний зворотний зв'язок або відмовитися від неї. Після завоювання просторів домашнього Hi-Fi польові транзистори почали наступ на автозвук. Публікувані схеми спочатку призначалися для домашніх систем, але може хтось ризикне застосувати закладені в них ідеї в автомобілі.


рис.1
Ця схема вже вважається класичною. У ній вихідний каскад, який працює в режимі AB, виконаний на МДП-транзисторах, а попередні каскади - на біполярних. Підсилювач забезпечує досить високі показники, але для подальшого покращення якості звучання біполярні транзистори слід повністю виключити зі схеми (наступна картинка).


рис.2
Після того, як вичерпані всі резерви підвищення якості звучання, залишається лише одне - однотактний вихідний каскад у "чистому" класі А. Струм, що споживається попередніми каскадами від джерела вищої напруги і в цій, і попередній схемі - мінімальний.


рис.3
Вихідний каскад із трансформатором - повний аналог лампових схем. Це на закуску... Інтегральне джерело струму CR039 визначає режим роботи вихідного каскаду.


рис.4
Однак широкосмуговий вихідний трансформатор – досить складний у виготовленні вузол. Витончене рішення - джерело струму в ланцюзі стоку - запропоновано фірмою