Зараз з'явилося багато мікросхемних стабілізаторів струму світлодіодів, але всі вони зазвичай досить дорогі. Оскільки потреба у таких стабілізаторах у зв'язку з поширенням потужних світлодіодів велика, то доводиться шукати варіанти їх, стабілізаторів, здешевлення.
Тут пропонується ще один варіант стабілізатора на поширеній та дешевій мікросхемі ключового стабілізатора МС34063. Від вже відомих схем стабілізаторів на цій мікросхемі запропонований варіант відрізняється трохи нестандартним включенням, що дозволило збільшити робочу частоту і забезпечити стійкість навіть при малих значеннях індуктивності дроселя та ємності вихідного конденсатора.
Особливості роботи мікросхеми - ШИМ чи ЧИМ?
Особливість мікросхеми полягає в тому, що вона є одночасно і ШІМ та релейною! Причому можна самому вибирати, якою вона буде.
У документі AN920-D, де детальніше описується ця мікросхема, сказано приблизно наступне (дивіться функціональну схему мікросхеми на Рис.2).
Під час зарядки часзадающего конденсатора одному вході логічного елемента «І», управляючого тригером, встановлюється логічна одиниця. Якщо вихідна напруга стабілізатора нижче за номінальну (по входу з пороговою напругою 1,25В), то логічна одиниця виставляється і на другому вході цього ж елемента. У цьому випадку на виході елемента і на вході S тригера виставляється також логічна одиниця, він встановлюється (активний рівень по входу S - лог. 1) і на його виході Q з'являється логічна одиниця, що відкриває ключові транзистори.
Коли напруга на частотозадаючому конденсаторі досягне верхнього порогу, він починає розряджатися, при цьому на першому вході логічного елемента І з'являється логічний нуль. Той самий рівень подається і вхід скидання тригера (активний рівень по входу «R» — лог. 0) і скидає його. На виході Q тригера з'являється логічний нуль і ключові транзистори закриваються.
Далі цикл повторюється.
За функціональною схемою видно, що цей опис відноситься тільки до компаратора струму, функціонально пов'язаного з генератором, що задає (керованому по входу 7 мікросхеми). А вихід компаратора напруги (керованому входом 5) таких «привілеїв» немає.
Виходить, що в кожному циклі компаратор струму може відкривати ключові транзистори, так і закривати їх, якщо, звичайно, дозволяє компаратор напруги. Але сам компаратор напруги може видавати лише дозвіл або заборону відкривання, яке може бути відпрацьовано тільки, в наступному циклі.
Звідси випливає, що якщо закоротити вхід компаратора струму (висновки 6 і 7) і керувати лише компаратором напруги (висновок 5), то ключові транзистори відкриваються ним і залишаються відкритими до кінця циклу зарядки конденсатора, навіть якщо на вході компаратора напруга перевищила порогову. І лише з початком розрядки конденсатора генератор закриє транзистори. У такому режимі потужність, що віддається в навантаження, може дозуватися тільки частотою генератора, що задає, так як ключові транзистори хоча і закриваються примусово, але тільки на час порядку 0,3-0,5мкс при будь-якому значенні частоти. А такий режим більше схожий на ЧІМ – частотно-імпульсну модуляцію, яка стосується релейного типу регулювання.
Якщо ж навпаки, закоротити вхід компаратора напруги на корпус, виключивши його з роботи, а керувати тільки входом компаратора струму (висновок 7), то ключові транзистори будуть відкриватися генератором, що задає, і закриватися по команді компаратора струму в кожному циклі! Тобто за відсутності навантаження, коли компаратор струму не спрацьовує, транзистори відкриваються надовго і закриваються на короткий проміжок часу. При перевантаженні, навпаки, відкриваються і відразу надовго закриваються за командою компаратора струму. При якихось середніх значеннях струму навантаження ключі відкриваються генератором, і через якийсь час після спрацювання компаратора струму закриваються. Таким чином, в даному режимі потужність у навантаженні регулюється тривалістю відкритого стану транзисторів - тобто повноцінною ШІМ.
Можна заперечити, що це не ШІМ, тому що в такому режимі частота не залишається постійною, а змінюється зменшується зі збільшенням робочої напруги. Але при постійному напрузі живлення постійною залишається і частота, а стабілізація струму навантаження здійснюється лише зміною тривалості імпульсу. Тому можна вважати, що це повноцінна ШІМ. А зміна робочої частоти при зміні напруги живлення пояснюється безпосереднім зв'язком компаратора струму з генератором, що задає.
При одночасному використанні обох компараторів (у класичній схемі) все працює так само, а ключовий режим або ШІМ включаються в залежності від того, який компаратор спрацює в даний момент: при навантаженні за напругою - ключовий (ЧИМ), а при перевантаженні по струму - ШИМ.
Можна повністю виключити з роботи компаратор напруги, замкнувши на корпус 5-й вихід мікросхеми, а стабілізацію напруги здійснювати так само за допомогою ШІМ, встановивши додатковий транзистор. Такий варіант показано на Рис.1.
Рис.1
Стабілізація напруги у цій схемі здійснюється зміною напруги на вході компаратора струму. Опорною напругою служить гранична напруга затвора польового транзистора VT1. Вихідна напруга стабілізатора пропорційна до твору порогової напруги транзистора на коефіцієнт розподілу резистивного дільника Rd1, Rd2 і розраховується за формулою:
Uout=Up(1+Rd2/Rd1), де
Up - Порогова напруга VT1 (1.7 ... 2В).
Стабілізація струму, як і раніше, залежить від опору резистора R2.
Принцип роботи стабілізатора струму
Мікросхема МС34063 має два входи, які можна використовуватиме стабілізації струму.
Один вхід має граничну напругу 1.25В (5-й висновок мс), що для досить потужних світлодіодів не вигідно через втрати потужності. Наприклад, при струмі 700мА (для світлодіода на 3Вт) маємо втрати на резисторі датчика струму величиною 1.25 * 0.7А = 0.875Вт. Вже з цієї причини теоретичний ККД перетворювача не може бути вищим за 3Вт/(3Вт+0.875Вт)=77%. Реальний же - 60% ... 70%, що можна порівняти з лінійними стабілізаторами або просто резисторами-обмежувачами струму.
Другий вхід мікросхеми має граничну напругу 0.3В (7-й висновок мс), і призначений для захисту вбудованого транзистора від навантаження струмом.
Зазвичай, так ця мікросхема використовується: вхід з порогом 1.25В - для стабілізації напруги або струму, а вхід з порогом 0.3В - для захисту мікросхеми від перевантаження.
Іноді ставлять додатковий ОУ для посилення напруги з датчика струму, але ми цей варіант не розглядатимемо через втрату привабливої простоти схеми та збільшення вартості стабілізатора. Простіше буде взяти іншу мікросхему.
В даному варіанті пропонується використовувати для стабілізації струму вхід з граничною напругою 0.3В, а інший, з напругою 1.25В - просто вимкнути.
Схема виходить дуже проста. Для зручності сприйняття показані функціональні вузли мікросхеми (Рис.2). 
Рис.2
Призначення та вибір елементів схеми.
Діод D з дроселем L- Елементи будь-якого імпульсного стабілізатора, розраховуються на необхідний струм навантаження і нерозривний режим струму дроселя відповідно.
Конденсатори Сi та Сo– блокувальні по входу та виходу. Вихідний конденсатор не є принципово необхідним через малі пульсації струму навантаження, особливо при великих значеннях індуктивності дроселя, тому намальований пунктиром і може бути відсутній в реальній схемі.
Конденсатор СT- Частотозадавальний. Він також не є принципово необхідним елементом, тому показаний пунктиром.
У даташитах на мікросхему вказана максимальна робоча частота 100КГц, у табличних параметрах наведено середнє значення 33КГц, на графіках, що показують залежність тривалості відкритого і закритого станів ключа від ємності частотозадаючого конденсатора, наведені мінімальні значення 2мкс і 0,3мк.
Виходить, якщо взяти останні значення, то період дорівнює 2мкс+0.3мкс=2.3мкс, а це частота 435КГц.
Якщо врахувати принцип роботи мікросхеми - тригер, що встановлюється імпульсом генератора, що задає, і скидається компаратором струму, то виходить, що ця мс є логічною, а у логіки робоча частота не нижче одиниць МГц. Виходить, що швидкодія буде обмежена лише швидкісними характеристиками ключового транзистора. І якби він не тягнув частоту 400КГц, то й фронти зі спадами імпульсів були б затягнуті і ККД був би дуже низьким через динамічні втрати. Однак практика показала, що мікросхеми різних виробників добре запускаються і працюють взагалі без частотозадаючого конденсатора. І це дозволило максимально підвищити робочу частоту — до 200КГц — 400КГц залежно від екземпляра мікросхеми та її виробника. Ключові транзистори мікросхеми тримають такі частоти добре, оскільки фронти імпульсів вбираються у 0,1мкс, а спади — 0,12мкс при робочої частоті 380КГц. Тому навіть на таких підвищених частотах динамічні втрати в транзисторах досить малі, і основні втрати та нагрівання визначаються підвищеною напругою насичення ключового транзистора (0.5…1В).
Резистор Rbобмежує струм бази вбудованого ключового транзистора. Показане на схемі включення цього резистора дозволяє зменшити потужність, що розсіюється на ньому, і підвищити ККД стабілізатора. Падіння напруги на резисторі Rb дорівнює різниці між напругою живлення, напругою навантаження та падінням напруги на мікросхемі (0.9-2В).
Наприклад, при послідовному ланцюжку з 3-х світлодіодів із загальним падінням напруги 9…10В та живленні від акумулятора (12-14В) падіння напруги на резисторі Rb не перевищує 4В.
В результаті втрати на резисторі Rb виявляються в кілька разів менше, порівняно з типовим включенням, коли резистор включається між 8-м виведенням мс і напругою живлення.
Слід мати на увазі, що всередині мікросхеми або встановлено додатковий резистор Rb, або опір самої структури ключів підвищений, або структура ключів виконана як джерело струму. Це випливає з графіка залежності напруги насичення структури (між висновками 8 і 2) від напруги живлення при різних опорах резистора обмежувального Rb (Рис.3).
Рис.3
В результаті, в деяких випадках (коли різниця між напругами живлення та навантаження мала або втрати можна перенести з резистора Rb на мікросхему) резистор Rb можна не встановлювати, з'єднуючи безпосередньо висновок 8 мікросхеми або з виходом або з напругою живлення.
А коли загальний ККД стабілізатора не дуже важливий, можна поєднати висновки 8 і 1 мікросхеми між собою. При цьому ККД може зменшитись на 3-10% залежно від струму навантаження.
При виборі опору резистора Rb доводиться на компроміс. Чим менший опір, тим при меншій початковій напрузі живлення починається режим стабілізації струму навантаження, але при цьому збільшуються втрати на цьому резистори при великому діапазоні зміни напруги живлення. В результаті ККД стабілізатора зменшується зі збільшенням напруги живлення.
На наступному графіку (Рис.4) для прикладу показано залежність струму навантаження від напруги живлення при двох різних номіналах резистора Rb - 24Ом та 200Ом. Добре видно, що з резистором на 200Ом стабілізація пропадає при напругах живлення нижче 14В (через недостатній струм бази ключового транзистора). З резистором на 24Ом стабілізація пропадає при напрузі 11.5В.
Рис.4
Тому потрібно добре прораховувати опір резистора Rb для отримання стабілізації в необхідному діапазоні напруги живлення. Особливо при акумуляторному живленні, коли цей діапазон невеликий і становить лише кілька вольт.
Резистор Rscє датчиком струму навантаження. Розрахунок цього резистора особливостей немає. Слід лише враховувати, що опорна напруга струмового входу мікросхеми відрізняється у різних виробників. У наведеній таблиці показано реально виміряні значення опорної напруги деяких мікросхем.
| Мікросхема |
Виробник |
U опорне (В) |
| MC34063ACD | STMicroelectronics | |
| MC34063EBD | STMicroelectronics | |
| GS34063S | Globaltech Semiconductor | |
| SP34063A | Sipex Corporation | |
| MC34063A | Motorola | |
| AP34063N8 | Analog Technology | |
| AP34063А | Anachip | |
| MC34063A | Fairchild |
Статистика за величиною опорної напруги мала, тому слід розглядати наведені значення як зразок. Просто потрібно мати на увазі, що реальне значення опорної напруги може сильно відрізнятися від вказаного в датасіті значення.
Такий великий розкид опорної напруги викликаний, мабуть, призначення струмового входу - не стабілізація струму навантаження, а захист від навантаження. Незважаючи на це, точність підтримки струму навантаження в наведеному варіанті досить хороша.
Про стійкість.
У мікросхемі МС34063 відсутня можливість запровадження корекції в ланцюг ОС. Вихідно стійкість досягається підвищеними значеннями індуктивності дроселя L і, особливо, ємності вихідного конденсатора. При цьому виходить якийсь парадокс – працюючи на підвищених частотах, необхідні пульсації напруги та струму навантаження можна отримати і з малими індуктивністю та ємністю елементів фільтра, але при цьому схема може збуджуватися, тому доводиться ставити більшу індуктивність та (або) велику ємність. В результаті габарити стабілізатора виходять завищеними.
Додатковий парадокс у тому, що з понижуючих імпульсних стабілізаторів вихідний конденсатор перестав бути принципово необхідним елементом. Необхідний рівень пульсацій струму (напруги) можна отримати одним дроселем.
Отримати хорошу стійкість стабілізатора при необхідних або занижених значеннях індуктивності і, особливо, ємності вихідного фільтра можна, встановивши додатковий ланцюжок, що коригує RC Rf і Cf, як показано на малюнку Рис.2.
Практика показала, що оптимальне значення постійного часу цього ланцюжка має бути не меншим за 1КОм*мкФ. Такі значення параметрів ланцюжка як резистор на 10КОм і конденсатор на 0,1мкФ можна вважати досить зручними.
З таким коригуючим ланцюжком стабілізатор працює стійко у всьому діапазоні напруги живлення, з малими значеннями індуктивності (одиниці мкГн) та ємності (одиниці та частки мкФ) вихідного фільтра або взагалі без вихідного конденсатора.
Не малу роль для стійкості грає ШІМ режим при використанні для стабілізації струмового входу мікросхеми.
Корекція дозволила працювати на підвищених частотах деяким мікросхем, які раніше взагалі не хотіли нормально працювати.
Наприклад, на наступному графіку наведена залежність робочої частоти від напруги живлення для мікросхеми MC34063ACD фірми STMicroelectronics при ємності конденсатора частотозадаючого 100пФ.
Рис.5
Як видно з графіка, без корекції дана мікросхема не хотіла працювати на підвищених частотах навіть з малою ємністю частотозадаючого конденсатора. Зміна ємності від нуля до кількох сотень пФ кардинально не впливали на частоту, а максимальне її значення ледве сягає 100КГц.
Після введення коригувального ланцюжка RfCf ця ж мікросхема (як і інші, подібні до неї) стала працювати на частотах майже до 300КГц.
Наведену залежність, мабуть, вважатимуться типової більшість мікросхем, хоча мікросхеми деяких фірм і корекції працюють на підвищених частотах, а запровадження корекції дозволило отримати їм робочу частоту 400КГц при напрузі живлення 12…14В.
Наступний графік показує роботу стабілізатора без корекції (рис.6).
Рис.6
На графіку наведено залежності споживаного струму (Iп), струму навантаження (Iн) та струму короткого замикання виходу (Iкз) від напруги живлення при двох значеннях ємності вихідного конденсатора (Со) – 10мкФ та 220мкФ.
Добре видно, що збільшення ємності вихідного конденсатора збільшує стійкість стабілізатора - ламаність кривих при ємності 10мкФ спричинена самозбудженням. При напругах живлення до 16В збудження немає, він утворюється при 16-18В. Потім відбувається певна зміна режиму і при напрузі 24В з'являється другий злам. При цьому змінюється робоча частота, що також видно на попередньому графіку (Рис.5) залежності робочої частоти від напруги живлення (обидва графіки отримані одночасно при дослідженні одного екземпляра стабілізатора).
Збільшення ємності вихідного конденсатора до 220мкФ та більше збільшує стійкість, особливо при низьких значеннях напруги живлення. Але не усуває збудження. Більш менш стійку роботу стабілізатора вдається отримати при ємності вихідного конденсатора не менше 1000мкФ.
У цьому індуктивність дроселя дуже слабко впливає загальну картину, хоча, очевидно, збільшення індуктивності підвищує стійкість.
Перепади робочої частоти позначаються стабільності струму навантаження, що також видно на графіці. Не задовільною є загальна стабільність вихідного струму при зміні напруги живлення. Відносно стабільним струм можна вважати в досить вузькому інтервалі напруги живлення. Наприклад, під час роботи від акумулятора.
Введення коригувального ланцюжка RfCf докорінно змінює роботу стабілізатора.
Наступний графік показує роботу такого ж стабілізатора але з коригуючим ланцюжком RfCf.
Рис.7
Добре видно, що стабілізатор став працювати, як і належить стабілізатору струму - струми навантаження і короткого замикання практично рівні і незмінні у всьому діапазоні напруги живлення. При цьому вихідний конденсатор узагалі перестав впливати на роботу стабілізатора. Тепер ємність вихідного конденсатора впливає лише на рівень пульсацій струму та напруги навантаження, і в багатьох випадках конденсатор можна взагалі не встановлювати.
Нижче, як приклад, наведено значення пульсації струмів навантаження при різних ємностях вихідного конденсатора. Світлодіоди включені по 3 послідовно до 10 паралельних груп (30шт.). Напруга живлення - 12В. Дросель 47мкГн.
Без конденсатора: струм навантаження 226мА+-65мА або 22,6мА+-6,5мА на один світлодіод.
З конденсатором на 0,33 мкФ: 226мА +-25мА або 22,6мА +-2,5мА на один світлодіод.
З конденсатором на 1,5мкФ: 226мА+-5мА або 22,6мА+-0,5мА на один світлодіод.
З конденсатором на 10мкФ: 226мА +-2,5мА або 22,6мА +-0,25мА на один світлодіод.
Тобто, без конденсатора при загальному струмі навантаження 226мА пульсації струму навантаження становили 65мА, що в перерахунку на один світлодіод дає середній струм 22,6мА і пульсацію 6,5мА.
Видно, як навіть маленька ємність 0,33мкФ різко зменшує пульсації струму. У той самий час збільшення ємності з 1мкФ до 10мкФ вже слабко впливає рівень пульсацій.
Усі конденсатори були керамічні, тому що звичайні електроліти або танталові не забезпечують навіть близький рівень пульсацій.
Виходить, що на виході достатньо конденсатора на 1мкФ на всі випадки життя. Збільшувати ємність до 10мкФ при струмі навантаження 0,2-0,3А навряд чи має сенс, оскільки пульсації вже не зменшуються в порівнянні з 1мкФ.
Якщо ж дросель взяти з більшою індуктивністю, то можна взагалі обійтися без конденсатора навіть при великих струмах навантаження та (або) більших напруг живлення.
Пульсації вхідної напруги при живленні 12В та ємності вхідного конденсатора Сi 10мкФ не перевищують 100мВ.
Силові можливості мікросхеми.
Мікросхема МС34063 нормально працює при напрузі живлення від 3В до 40В по датаситах (мс фірми STM - до 50В) і до 45В реально, забезпечуючи в навантаженні струм до 1А для корпусу DIP-8 і до 0.75А для корпусу SO-8. Комбінуючи послідовне та паралельне включення світлодіодів можна побудувати світильник з вихідною потужністю від 3В*20мА=60мВт до 40В*0,75…1А=30…40Вт.
З урахуванням напруги насичення ключового транзистора (0.5…0.8В) і допустимої розсіюваної корпусом мікросхеми потужністю 1.2Вт, струм навантаження може бути збільшений до 1.2Вт/0.8В=1.5А для корпусу DIP-8 і до 1А для корпусу SO-8.
Однак у цьому випадку потрібно хороше тепловідведення, інакше вбудований в мікросхему захист від перегріву не дозволить працювати на такому струмі.
Стандартне впаювання DIP корпусу мікросхеми у плату не забезпечує необхідного охолодження на максимальних струмах. Потрібна формування висновків DIP корпусу під варіант SMD, з видаленням тонких кінців висновків. Широка частина висновків, що залишилася, вигинається врівень з основою корпусу і вже потім припаюється на плату. Корисно друковану плату розвести так, щоб під корпусом мікросхеми виявився широкий полігон, а перед встановленням мікросхеми потрібно нанести на її основу трохи теплопровідної пасти.
За рахунок коротких і широких висновків, а також через щільне прилягання корпусу до мідного полігону друкованої плати тепловий опір корпусу мікросхеми зменшується і зможе розсіяти трохи більшу потужність.
Для корпусу SO-8 добре допомагає встановлення додаткового радіатора у вигляді пластини або іншого профілю прямо на верхню частину корпусу.
З одного боку, такі спроби збільшення потужності виглядають дивними. Адже можна просто перейти на іншу, потужнішу, мікросхему або встановити зовнішній транзистор. І при струмах навантаження більше 1.5А це буде єдиним. правильним рішенням. Однак, коли потрібно струм навантаження 1.3А, то можна просто покращити тепловідведення та спробувати застосувати більш дешевий та простий варіант на мікросхемі МС34063.
Граничний ККД, одержуваний у цьому варіанті стабілізатора, не перевищує 90%. Подальшому зростанню ККД перешкоджають підвищену напругу насичення ключового транзистора — щонайменше 0.4…0.5В за струмів до 0.5А і 0.8…1В за струмів 1…1.5А. За цим основним елементом стабілізатора, що гріється, завжди є мікросхема. Правда відчутне нагрівання буває тільки при граничних для конкретного корпусу потужностях. Наприклад, мікросхема в корпусі SO-8 при струмі навантаження 1А нагрівається до 100 градусів і без додаткового тепловідведення циклічно вимикається вбудованим захистом від перегріву. При струмах до 0.5А…0.7А мікросхема трохи тепла, а при струмах 0.3…0.4А взагалі не гріється.
При підвищених струмах навантаження можна зменшити робочу частоту. І тут динамічні втрати ключового транзистора значно зменшуються. Знижується загальна потужність втрат та нагрівання корпусу.
Зовнішніми елементами, що впливають на ККД стабілізатора є діод D, дросель L і резистори Rsc і Rb . Тому діод слід вибирати з малою прямою напругою (діод Шоттки), а дросель - з якомога нижчим опором обмотки.
Зменшити втрати на резисторі Rsc можна зменшенням порогової напруги, вибравши мікросхему відповідного виробника. Про це вже говорилося раніше (дивіться таблицю на початку).
Ще один варіант зменшення втрат на резисторі Rsc – введення додаткового постійного зміщення струму резистора Rf (докладніше це буде показано нижче на конкретному прикладістабілізатора).
Резистор Rb слід добре прораховувати, намагаючись брати його якнайбільше опором. При зміні напруги живлення у більших межах краще замість резистора Rb поставити джерело струму. У цьому випадку приріст втрат із зростанням напруги живлення буде не таким різким.
При вжитті всіх перерахованих заходів частка втрат цих елементів виходить в 1.5-2 рази менше втрат на мікросхемі.
Так як на струмовий вхід мікросхеми подається постійна напруга, пропорційна тільки струму навантаження, а не як зазвичай - імпульсне, пропорційне струму ключового транзистора (сума струмів навантаження і вихідного конденсатора), то індуктивність дроселя вже не впливає на стабільність роботи, тому що перестає бути коригувального ланцюга (її роль виконує ланцюжок RfCf). Від значення індуктивності залежить лише амплітуда струму ключового транзистора та пульсації струму навантаження. Оскільки робочі частоти щодо високі, то з малими значеннями індуктивності пульсації струму навантаження малі.
Однак через відносно малопотужного ключового транзистора, вбудованого в мікросхему, не слід сильно зменшувати індуктивність дроселя, так як при цьому збільшується піковий струм транзистора при попередньому середньому значенні і зростає напруга насичення. В результаті збільшуються втрати на транзисторі і падає загальний ККД.
Щоправда, не кардинально – на кілька відсотків. Наприклад, заміна дроселя з 12мкГн до 100мкГн дозволила збільшити ККД одного із стабілізаторів з 86% до 90%.
З іншого боку, це дозволяє, навіть при невеликих струмах навантаження, вибрати дросель з малою індуктивністю, стежачи лише за тим, щоб амплітуда струму ключового транзистора не перевищила максимально допустиме для мікросхеми значення 1.5А.
Наприклад, при струмі навантаження 0.2А з напругою на ній 9…10В, напрузі живлення 12…15В та робочої частоти 300КГц потрібний дросель з індуктивністю 53мкГн. У цьому імпульсний струм ключового транзистора мікросхеми вбирається у 0,3А. Якщо ж зменшити індуктивність дроселя до 4мкГн, то за попереднього середнього струму імпульсний струм ключового транзистора збільшиться до граничного значення (1.5А). Щоправда, зменшиться ККД стабілізатора за рахунок збільшення динамічних втрат. Але, можливо, у деяких випадках виявиться прийнятним пожертвувати ККД, але застосувати малогабаритний дросель з невеликою індуктивністю.
Збільшення індуктивності дроселя дозволяє також збільшити і максимальний струмнавантаження до граничного значення струму ключового транзистора мікросхеми (1.5А).
При збільшенні індуктивності дроселя форма струму ключового транзистора змінюється з трикутною до прямокутної. Оскільки площа прямокутника в 2 рази більше площі трикутника (при однакових висоті і підставі), то середнє значення струму транзистора (і навантаження) можна збільшити в 2 рази при незмінній амплітуді імпульсів струму.
Тобто, при трикутній формі імпульсу амплітудою 1.5А середній струм транзистора та навантаження виходить:
де k - максимальний коефіцієнт заповнення імпульсів, що дорівнює 0.9 для даної мікросхеми.
В результаті максимальний струм навантаження не перевищує:
Ін=1.5А/2*0.9=0.675А.
І будь-яке збільшення струму навантаження понад це значення тягне за собою перевищення максимального струму ключового транзистора мікросхеми.
Тому у всіх даташитах дану мікросхему вказується максимальний струм навантаження 0.75А.
Збільшивши індуктивність дроселя так, щоб струм транзистора став прямокутним, можемо прибрати двійку з формули максимального струму і отримати:
Iн = 1.5А * k = 1.5А * 0.9 = 1.35А.
Слід враховувати, що з значному збільшенні індуктивності дроселя дещо збільшуються та її габарити. Тим не менш, іноді виявляється простіше та дешевше для збільшення струму навантаження збільшити розміри дроселя, ніж ставити додатковий потужний транзистор.
Природно, при необхідних струмах навантаження більше 1.5А крім установки додаткового транзистора (або іншої мікросхеми-контролера) не обійтися, а якщо ви поставлені перед вибором: струм навантаження 1.4А або інша мікросхема, то варто спробувати спочатку вирішити задачу збільшенням індуктивності, пішовши на збільшення розмірів дроселя.
У даташитах на мікросхему зазначено, що максимальний коефіцієнт заповнення імпульсів вбирається у 6/7=0,857. Реально ж виходять значення майже 0,9 навіть на високих робочих частотах в 300-400 КГц. На нижчих частотах (100-200КГц) коефіцієнт заповнення може досягати 0,95.
Тому стабілізатор нормально працює при малій різниці напруги вхід-вихід.
Цікаво працює стабілізатор при занижених по відношенню до номінального струмах навантаження, викликаного зменшенням напруги живлення нижче заданого — ККД не менше 95%.
Так як ШІМ реалізується не класичним способом (повне управління генератором, що задає), а «релейним», за допомогою тригера (запуск - генератором, скидання - компаратором), то при струмі нижче номінального можлива ситуація, коли ключовий транзистор перестає закриватися. Різниця між напругами живлення та навантаження зменшується до напруги насичення ключового транзистора, що зазвичай не перевищує 1В при струмах до 1А і не більше 0.2-0.3В при струмах до 0.2-0.3А. Незважаючи на наявність статичних втрат, динамічні відсутні, і транзистор працює практично як перемичка.
Навіть коли транзистор залишається керованим і працює в ШІМ режимі, ККД залишається високим через зниження струму. Наприклад, при різниці 1.5В між напругою живлення (10В) та напругою на світлодіодах (8.5В) схема продовжувала працювати (щоправда на зниженій у 2 рази частоті) з ККД 95%.
Параметри струмів і напруги для такого випадку будуть вказані нижче при розгляді практичних схем стабілізаторів.
Практичні варіанти стабілізатора.
Багато варіантів не буде, оскільки найпростіші, що повторюють класичні варіантиза схемотехнікою, не дозволяють ні підняти робочу частоту чи струм, ні збільшити ККД, ні отримати хорошу стійкість. Тому найбільше оптимальний варіантвиходить один, блок-схема якого була показана на Рис.2. Можуть змінюватися лише номінали компонентів залежно від потрібних характеристик стабілізатора.
На Рис.8 наведено схему класичного варіанту.
Рис.8
З особливостей – після виведення з ланцюга ОС струму вихідного конденсатора (С3) стало можливим зменшити індуктивність дроселя. Для проби було взято старий вітчизняний дросель на стрижні типу ДМ-3 на 12мкГн. Як видно, характеристики схеми вийшли досить добрі.
Бажання підвищити ККД призвели до схеми, показаної на Рис.9
Рис.9
На відміну від попередньої схеми, резистор R1 підключений не до джерела живлення, а на вихід стабілізатора. В результаті, напруга на резисторі R1 стала меншою на величину напруги на навантаженні. При колишньому струмі через нього потужність, що виділяється ньому, зменшилася з 0.5Вт до 0.15Вт.
Заодно було збільшено індуктивність дроселя, що також збільшує ККД стабілізатора. В результаті ККД збільшився на кілька відсотків. Конкретні цифри наведено на схемі.
Ще одна характерна риса двох останніх схем. У схеми на Рис.8 дуже хороша стабільність струму навантаження при зміні напруги живлення, але низько ККД. У схеми на Рис.9 навпаки, ККД досить високий, але стабільність струму погана при зміні напруги живлення з 12В до 15В струм навантаження збільшується з 0.27А до 0.3А.
Це викликано не правильним виборомопору резистора R1, що вже говорилося раніше (див. рис.4). Так як підвищений опір R1, зменшуючи стабільність струму навантаження, збільшує ККД, то в деяких випадках цим можна скористатися. Скажімо, при акумуляторному живленні, коли межі зміни напруги малі, а високий ККД актуальніший.
Слід зазначити деяку закономірність.
Було виготовлено досить багато стабілізаторів (практично все – для заміни ламп розжарювання на світлодіодні в салоні автомобіля), і поки стабілізатори були потрібні час від часу, мікросхеми бралися з несправних плат мережевих «Хабів» і «Свіч». Незважаючи на різницю у виробниках, майже всі мікросхеми дозволяли отримати пристойні характеристики стабілізатора навіть у простих схемах.
Потрапила тільки мікросхема GS34063S від Globaltech Semiconductor, яка ні як не хотіла працювати на високих частотах.
Потім було закуплено кілька мікросхем MC34063ACD і MC34063EBD від STMicroelectronics, які показали ще гірші результати - на підвищених частотах не працювали, стійкість погана, завищена напруга опори струмового компаратора (0.45-0.5В), погана стабілізація струму навантаження стабілізації…
Можливо, погана робота перерахованих мікросхем пояснюється їхньою дешевизною – закуповувалися найдешевші з того, що було, оскільки мікросхема MC34063A (DIP-8) тієї ж фірми, знята з несправного «Свіча», працювала нормально. Щоправда, на відносно низькій частоті – трохи більше 160КГц.
Добре працювали такі мікросхеми, взяті зі зламаної апаратури:
Sipex Corporation (SP34063A),
Motorola (MC34063A),
Analog Technology (AP34063N8),
Anachip (AP34063 та AP34063А).
Fairchild (MC34063A) не впевнений, що правильно впізнав фірму.
ON Semiconductor, Unisonic Technologies (UTC) і Texas Instruments - не пам'ятаю, тому що звертати увагу на фірму став тільки після того, як зіткнувся з небажанням працювати мс деяких фірм, а спеціально мікросхеми цих фірм не купувалися.
Щоб не викидати закуплені, погано працюючі, мікросхеми MC34063ACD і MC34063EBD від STMicroelectronics, було проведено кілька експериментів, які й призвели до схеми, показаної на початку на Рис.2.
На наступному Рис.10 показана практична схема стабілізатора з коригуючим ланцюгом RfCf (на даній схемі R3C2). Про різницю в роботі стабілізатора без коригувального ланцюжка і з нею вже розповідалося раніше в розділі «Про стійкість» і наводилися графіки (рис.5, рис.6, рис.7).
Рис.10
З графіка на Рис.7 видно, що стабілізація струму відмінна у всьому діапазоні напруг живлення мікросхеми. Стійкість дуже хороша – ніби ШІМ працює. Частота досить висока, що дозволяє брати малогабаритні дроселі з невисокою індуктивністю та повністю відмовитися від вихідного конденсатора. Хоча встановлення невеликого конденсатора може повністю усунути пульсації струму навантаження. Про залежність амплітуди пульсацій струму навантаження від ємності конденсатора йшлося раніше у розділі «Про стійкість».
Як уже говорилося, у мікросхем MC34063ACD і MC34063EBD, що дісталися мені, від STMicroelectronics виявилася завищена опорна напруга струмового компаратора - 0.45В-0.5В відповідно, не дивлячись на вказане в датасіте значення 0.25В-0.35В. Через це при великих струмах навантаження на резистори-датчик струму виходять великі втрати. Для зменшення втрат, до схеми було додано джерело струму на транзисторі VT1 і резисторі R2. (Мал.11).
Рис.11
Завдяки цьому джерелу струму, через резистор R3 протікає додаткової струм зміщення величиною 33мкА, тому напруга на резисторі R3 навіть без струму навантаження дорівнює 33мкА * 10КОм = 330мВ. Так як гранична напруга струмового входу мікросхеми 450мВ, то для спрацьовування компаратора струму на резисторе-датчику струму R1 має бути напруга 450мВ-330мВ = 120мВ. При струмі навантаження 1А резистор R1 може бути на 0.12В/1А=0.12Ом. Ставимо наявне значення 0.1Ом.
Без стабілізатора струму на VT1 резистор R1 потрібно було вибирати з розрахунку 0.45В/1А=0.45Ом, і ньому розсіювалася б потужність 0.45Вт. Зараз же при тому струмі втрати на R1 всього 0.1Вт
Живлення цього варіанта від акумулятора, струм у навантаженні до 1А, потужність 8-10Вт. Струм короткого замикання виходу 1.1А. При цьому споживаний струм зменшується до 64мА при напрузі живлення 14.85В відповідно споживана потужність падає до 0.95Вт. Мікросхема в такому режимі навіть не гріється і може бути в режимі КЗ скільки завгодно.
Інші характеристики наведено на схемі.
Мікросхема взята в корпусі SO-8 і струм навантаження 1А для неї граничний. Вона дуже сильно гріється (температура висновків 100 градусів!), тому краще ставити мікросхему в корпусі DIP-8, перероблену під SMD монтаж, робити великі полігони і (або) придумувати радіатор.
Напруга насичення ключа мікросхеми досить велика - майже 1В при струмі 1А, тому і такий нагрівання. Хоча, судячи з даташиту на мікросхему, напруга насичення ключового транзистора при струмі 1А має перевищувати 0.4В.
Сервісні функції
Незважаючи на відсутність будь-яких сервісних можливостей у мікросхемі, їх можна реалізувати самостійно. Зазвичай, для стабілізатора струму світлодіодів потрібні вимкнення та регулювання струму навантаження.
Увімкнення-вимкнення
Вимкнення стабілізатора на мікросхемі МС34063 реалізується подачею напруги на 3-й висновок. Приклад показаний Рис.12. 
Рис.12
Експериментально було визначено, що при подачі напруги на 3-й висновок мікросхеми її генератор, що задає, зупиняється, а ключовий транзистор закривається. У такому стані струм мікросхеми, що споживається, залежить від її виробника і не перевищує струму холостого ходу, зазначеного в датасіті (1.5-4мА).
Інші варіанти вимкнення стабілізатора (наприклад, подачею на 5-й висновок напруги більше 1.25В) виявляються гірше, так як не зупиняють генератор, що задає, і мікросхема споживає більший струм порівняно у правлінням по 3-му висновку.
Суть такого управління полягає у наступному.
На 3-му виведенні мікросхеми діє пилкоподібна напруга заряду та розряду частотозадаючого конденсатора. Коли напруга досягає граничного значення 1.25В, починається розряд конденсатора, а вихідний транзистор мікросхеми закривається. Значить, для вимкнення стабілізатора потрібно подати на 3-й вхід мікросхеми напруга не менше 1.25В.
Згідно з даними датацитів на мікросхему конденсатора, що час задає, розряджається струмом максимум 0,26мА. Значить, при подачі на 3-й висновок зовнішньої напруги через резистор, для отримання напруги, що вимикає, не менше 1.25В струм через резистор повинен бути не менше 0.26мА. В результаті маємо дві основні цифри для розрахунку зовнішнього резистора.
Наприклад, при напрузі живлення стабілізатора 12…15В, стабілізатор повинен бути надійно вимкнений за мінімального значення – при 12В.
В результаті опір додаткового резистора знаходимо з виразу:
R=(Uп-Uvd1-1.25В)/0.26мА=(12В-0.7В-1.25В)/0.26мА=39КОМ.
Для надійного вимкнення мікросхеми опір резистора вибираємо менше обчисленого значення. На фрагменті схеми Рис.12 опір резистора дорівнює 27КОМ. За такого опору напруга виключення виходить близько 9В. Отже, при напрузі живлення стабілізатора 12В можна сподіватися надійне вимкнення стабілізатора з допомогою даної схеми.
При керуванні стабілізатором від мікроконтролера резистор R необхідно перерахувати для напруги 5В.
Вхідний опір по 3-му входу мікросхеми досить велике і будь-яке підключення зовнішніх елементів може впливати на формування пилкоподібної напруги. Для розв'язки ланцюгів управління від мікросхеми і, тим самим, збереження колишньої стійкості до перешкод служить діод VD1.
Управління стабілізатором можна здійснювати або подачею постійної напруги на лівий вивід резистора R (Рис.12), або закорочуванням на корпус точки резистора з'єднання R з діодом VD1 (при постійному наявності напруги на лівому виведенні резистора R).
Стабілітрон VD2 покликаний захистити вхід мікросхеми від потрапляння високої напруги. При низьких напругах живлення він не потрібен.
Регулювання струму навантаження
Так як опорна напруга компаратора струму мікросхеми дорівнює сумі напруги на резисторах R1 і R3, то зміною струму зсуву резистора R3 можна регулювати струм навантаження (Рис.11).
Можливі два варіанти регулювання – змінним резистором та постійною напругою.
На Рис.13 наведено фрагмент схеми Рис.11 з необхідними змінами та розрахункові співвідношення, що дозволяють розрахувати всі елементи схеми керування.
Рис.13
Для регулювання струму навантаження змінним резистором потрібно постійний резистор R2 замінити збиранням резисторів R2'. У цьому випадку, при зміні опору змінного резистора, загальний опір резистора R2 буде змінюватися в межах 27 ... 37Ком, а струм стоку транзистора VT1 (і резистора R3) буде змінюватися в межах 1.3В/27 ... 37КОм = 0.048 ... 0,035мА. При цьому на резисторі R3 напруга зміщення змінюватиметься в межах 0.048…0,035мА*10КОм=0.48…0,35В. Для спрацьовування компаратора струму мікросхеми на резисторе-датчику струму R1 (Рис.11) має падати напруга 0.45-0.48…0,35В=0…0.1В. При опорі R1=0.1Ом така напруга падатиме на ньому при протіканні через нього струму навантаження в межах 0…0.1В/0.1Ом=0…1А.
Тобто, змінюючи опір змінного резистора R2' в межах 27 ... 37 Ком зможемо регулювати струм навантаження в межах 0 ... 1А.
Для регулювання струму навантаження постійною напругою потрібно затвор транзистора VT1 поставити дільник напруги Rd1Rd2. За допомогою цього дільника можна погодити будь-яку напругу управління з необхідним VT1.
На Рис.13 наведені всі необхідні розрахунку формули.
Наприклад, потрібне регулювання струму навантаження в межах 0…1А за допомогою постійної напруги, що змінюється в межах 0…5В.
Для використання схеми стабілізатора струму на Рис.11 ланцюг затвора транзистора VT1 ставимо дільник напруги Rd1Rd2 і розраховуємо номінали резисторів.
Вихідно схема розрахована на струм навантаження 1А, який задається струмом резистора R2 і пороговим напругою польового транзистора VT1. Для зменшення струму навантаження до нуля, як випливає з минулого прикладу, необхідно збільшити струм резистора R2 з 0.034 до 0.045мА. При постійному опорі резистора R2 (39КОм) напруга у ньому має змінюватися не більше 0.045…0,034мА*39КОм=1.755…1.3В. При нульовому напрузі на затворі та пороговому напрузі транзистора VT2 1.3В на резисторі R2 встановлюється напруга 1.3В. Для збільшення напруги на R2 до 1.755В потрібно подати на затвор VT1 постійну напругу завбільшки 1.755В-1.3В=0.455В. За умовою завдання така напруга на затворі має бути за керуючої напруги +5В. Задавшись опором резистора Rd2 100КОм (для мінімізації керуючого струму) знаходимо опір резистора Rd1 із співвідношення Uу=Ug*(1+Rd2/Rd1):
Rd1 = Rd2 / (Uу / Ug-1) = 100КОм / (5В / 0.455В-1) = 10КОм.
Тобто при зміні напруги управління від нуля до +5В струм навантаження зменшуватиметься з 1А до нуля.
Повна принципова схемастабілізатора струму на 1А з функціями включення-вимкнення та регулювання струму наведена на Рис.14. Нумерація нових елементів продовжує розпочату за схемою Рис.11.
Рис.14
У складі Рис.14 схема не перевірялася. Але повністю перевірялася схема Рис.11, з урахуванням якої вона створена.
Наведений на схемі спосіб включення-вимикання перевірений макетуванням. Способи регулювання струму поки що перевірені лише моделюванням. Але так як методи регулювання створені на базі реально перевіреного стабілізатора струму, то при складанні доведеться лише перераховувати номінали резисторів під характеристики застосованого польового транзистора VT1.
У наведеній схемі використано обидва варіанти регулювання струму навантаження – змінним резистором Rp та постійною напругою 0…5В. Гегулювання змінним резистором обрано трохи інший порівняно з Рис.12, що дозволило застосувати обидва варіанти одночасно.
Обидві регулювання залежать – струм, виставлений одним із способів, є максимальним для іншого. Якщо змінним резистором Rp виставити струм навантаження 0.5А, то регулюванням напруги можна змінювати струм від нуля до 0.5А. І навпаки – струм 0.5А, виставлений постійною напругою, змінним резистором змінюватиметься також від нуля до 0.5А.
Залежність регулювання струму навантаження змінним резистором - експоненційна, тому для отримання лінійного регулювання змінний резистор бажано вибрати з залежністю логарифмічної опору від кута повороту.
При збільшенні опору Rp струм навантаження також збільшується.
Залежність регулювання струму навантаження постійною напругою – лінійна.
Перемикач SB1 включає або вимикає стабілізатор. При розімкнених контактах стабілізатор вимкнений, при замкнутих – увімкнено.
При повністю електронному управлінні вимикання стабілізатора можна реалізувати або подачею постійної напруги безпосередньо на 3-й висновок мікросхеми або за допомогою додаткового транзистора. Залежно від необхідної логіки управління.
Конденсатор С4 забезпечує плавний запуск стабілізатора. При подачі живлення, поки конденсатор не зарядиться, струм польового транзистора VT1 (і резистора R3) не обмежений резистором R2 а дорівнює максимальному польового транзистора, включеного в режимі джерела струму (одиниці - десятки мА). Напруга на резисторі R3 перевищує порогове для струмового входу мікросхеми, тому ключовий транзистор мікросхеми закритий. Струм через R3 поступово зменшуватися доки досягне значення, заданого резистором R2. При наближенні до цього значення напруга на резисторі R3 зменшується, напруга на вході захисту струму все більше залежить від напруги на резистори датчика струму R1 і, відповідно, від струму навантаження. В результаті струм навантаження починає збільшуватися від нуля до наперед визначеного значення (змінним резистором або постійною напругою управління).
Друкована плата.
Нижче представлені варіанти друкованої плати стабілізатора (за блок-схемою Рис.2 або Рис.10 - практичний варіант) для різних корпусів мікросхеми (DIP-8 або SO-8) та різних дроселів (стандартних, заводського виготовлення або саморобних на кільці з розпорошеного заліза ). Плата намальована у програмі Sprint-Layout 5-ї версії:
Усі варіанти розраховані на встановлення SMD елементів типорозміру від 0603 до 1206 залежно від розрахункової потужності елементів. На платі є посадкові місця під усі елементи схеми. При розпаювання плати деякі елементи можна не встановлювати (про це вже розповідалося вище). Наприклад, я вже повністю відмовився від установки частотозадаючого C Т і вихідного Co конденсаторів (Рис.2). Без частотозадаючого конденсатора стабілізатор працює на вищій частоті, а необхідність у вихідному конденсаторі є тільки при великих струмах навантаження (до1А) та (або) малих індуктивності дроселя. Іноді є змив встановити частотозадаючі конденсатор, знизивши робочу частоту і, відповідно, динамічні втрати потужності при великих струмах навантаження.
Якихось особливостей друкарські платине мають і можуть бути виконані як на односторонньому, так і двосторонньому фольгованому текстоліті. При використанні двостороннього текстоліту друга сторона не витравлюється і служить додатковим тепловідведенням та (або) загальним проводом.
При використанні металізації зворотної сторони плати як тепловідведення потрібно просвердлити наскрізний отвір біля 8-го виведення мікросхеми і з'єднати пайкою обидві сторони короткою перемичкою з мідного товстого дроту. Якщо використовується мікросхема в DIP корпусі, то отвір потрібно просвердлити проти 8-го виведення і при паянні використовувати цей висновок як перемичку, розпаявши висновок з обох боків плати.
Хороші результати замість перемички дає встановлення заклепки з мідного дроту діаметром 1,8 мм (жила з кабелю перерізом 2,5 мм 2). Ставиться заклепка відразу після витравлювання плати - потрібно висвердлити отвір діаметром, рівним діаметру дроту заклепки, щільно вставити шматочок дроту і укоротити його так, щоб він виступав з отвору не більше, ніж на 1мм, і добре розклепати з обох боків на ковадлі. З боку монтажу розклепувати слід урівень з платою, щоб виступаючий капелюшок заклепки не заважав розпаюванню деталей.
Може здатися дивною пораду, робити тепловідведення саме від 8-го виведення мікросхеми, але краш-тест корпусу несправної мікросхеми показав, що вся її силова частина розташована на широкій мідній пластинці з цілісним відведенням на 8-й вивід корпусу. Висновки 1 і 2 мікросхеми хоч і виконані у вигляді смужок, але занадто тонких для використання їх як тепловідведення. Всі інші висновки корпусу з'єднуються з кристалом мікросхеми тонкими дротяними перемичками. Цікаво, що не всі мікросхеми виконані в такий спосіб. Перевірені ще кілька корпусів показали, що кристал розташований у центі, а смужкові висновки мікросхеми однакові. Розпаювання - дротяними перемичками. Тому для перевірки потрібно «розібрати» ще кілька корпусів мікросхеми.
Тепловідведення ще можна виконати з мідної (сталевої, алюмінієвої) прямокутної пластини товщиною 0,5-1мм з розмірами, що не виходять за межі плати. При використанні корпусу DIP площа пластини обмежується тільки висотою дроселя. Між пластиною та корпусом мікросхеми слід покласти трохи термопасти. При корпусі SO-8 щільного прилягання пластини іноді можуть перешкоджати деякі деталі монтажу (конденсатори та діод). У цьому випадку замість термопасти краще поставити Номаконівську гумову прокладку відповідної товщини. Бажано припаяти 8-й висновок мікросхеми до цієї пластини дротяною перемичкою.
Якщо охолоджувальна пластина має великі розміри і закриває прямий доступ до 8-го виводу мікросхеми, потрібно попередньо просвердлити в пластині отвір навпроти 8-го виводу, а до самого висновку заздалегідь припаяти вертикально шматочок дроту. Потім, просунувши провід в отвір пластини і притиснувши її до корпусу мікросхеми, спаяти їх разом.
Зараз доступний хороший флюс для паяння алюмінію, тому тепловідведення краще зробити з нього. У цьому випадку тепловідведення можна зігнути за профілем з найбільшою площею поверхні.
Для отримання струмів навантаження до 1,5А тепловідведення слід робити з обох сторін - у вигляді суцільного полігону з зворотного боку плати та у вигляді металевої пластини, притисненої до корпусу мікросхеми. При цьому обов'язкове паяння 8-го виведення мікросхеми як до полігону на звороті, так і до пластини, притисненої до корпусу. Для збільшення теплової інерції тепловідведення зі зворотного боку плати його так само краще виконати у вигляді пластини, припаяної до полігону. У цьому випадку зручно тепловідвідну пластину посадити на заклепку у 8-го виведення мікросхеми, що раніше об'єднувала обидві сторони плати. Заклепування і пластину пропаяти, і прихопити її пайкою в декількох місцях по периметру плати.
До речі, при використанні пластини зі зворотного боку плати, сама плата може бути виконана з одностороннього фольгованого текстоліту.
Написи на платі позиційних позначень елементів виконані звичайним способом (як і друковані доріжки), крім написів на полігонах. Останні виконані на службовому шарі "Ф" білого кольору. В цьому випадку ці написи виходять витравленням.
Проводи живлення та світлодіодів припаюються з протилежних торців плати згідно з написами: «+» та «-» — для живлення, «А» та «К» — для світлодіодів.
При використанні плати в безкорпусному варіанті (після перевірки та налаштування) зручно просмикнути її в шматочок термозбіжної трубки відповідної довжини і діаметра і прогріти феном. Торці термоусадки, що ще не охолонула, потрібно обтиснути плоскогубцями ближче до висновків. Обтиснута на гарячу термоусадку склеюється і утворює майже герметичний і досить міцний корпус. Обтиснуті краї склеюються на стільки міцно, що при спробі роз'єднання термоусадка просто рветься. У той же час, при необхідності ремонту-обслуговування обтиснуті місця самі розклеюються при повторному нагріванні феном, не залишаючи навіть слідів обтиснення. При деякій вправності ще гарячу термоусадку можна розтягнути пінцетом і акуратно вийняти з неї плату. В результаті, термоусадка виявиться придатною для повторного корпусування плати.
За потреби повної герметизації плати, після обтиснення термусадки її торці можна залити термокойом. Для посилення «корпусу» можна одягнути на плату два шари термоусадки. Хоча і один шар виявляється досить міцним.
Програма для розрахунку стабілізатора
Для прискореного розрахунку та оцінки елементів схеми, у програмі EXCEL було намальовано таблицю з формулами. Для зручності деякі розрахунки підтримуються кодом на VBA. Робота програми перевірялася тільки в середовищі Windows XP:
При запуску файлу може з'явитися вікно із попередженням про наявність у програмі макросів. Слід вибрати команду "Не відключати макроси". В іншому випадку програма запуститься, і навіть буде проводити перерахунок за прописаними в осередках таблиць формулами, але деякі функції виявляться відключеними (перевірка коректності введення, можливість оптимізації тощо).
Після запуску програми з'явиться вікно із запитом: "Відновити всі вхідні дані за замовчуванням?", в якому потрібно натиснути кнопку "Так" або "Ні". При виборі «Так» усі вхідні дані для розрахунку будуть виставлені за умовчанням як приклад. Оновленими виявляться всі формули для розрахунку. При виборі «Ні» у вхідних даних буде використано значення, збережені у попередньому сеансі роботи.
В основному потрібно вибирати кнопку «Ні», але якщо не потрібно збереження попередніх результатів розрахунку, то можна вибрати «Так». Іноді, при введенні надто багатьох некоректних вхідних даних, якихось збоїв у роботі або випадковому видаленні вмісту комірки з формулою, простіше буває вийти з програми та запустити її знову, відповівши на запитання «Так». Це простіше, ніж шукати та виправляти помилки та знову прописувати втрачені формули.
Програма є звичайним аркушем книги Excel з трьома окремими таблицями ( Вхідні дані , Вихідні дані , Результати розрахунку ) та схемою стабілізатора.
У перших двох таблицях прописані назва введеного чи обчисленого параметра, його коротке умовне позначення (воно використовується у формулах для наочності), значення параметра та одиниця виміру. У третій таблиці назви опущені через непотрібність, оскільки призначення елемента можна побачити відразу на схемі. Значення обчислюваних параметрів позначені жовтим кольором і їх не можна змінювати самостійно, тому що в цих осередках прописані формули.
У таблицю « Вхідні дані » Заносяться вихідні дані. Призначення деяких параметрів пояснено у примітках. Усі комірки з вхідними даними мають бути заповнені, оскільки вони беруть участь у обчисленні. Виняток становить осередок з параметром «Пульсації струму навантаження (Інп)» — він може бути порожнім. У цьому випадку індуктивність дроселя обчислюється, виходячи з мінімального значення струму навантаження. Якщо ж у цій комірці задати значення струму пульсацій навантаження, то індуктивність дроселя обчислюється виходячи із зазначеного значення пульсацій.
У різних виробників мікросхем деякі параметри можуть відрізнятися - наприклад, величина опорної напруги або струм, що споживається. Щоб отримати більш достовірні результати обчислень, потрібно вказати більш точні дані. Для цього можна скористатися другим аркушем файлу («Мікросхеми»), де наведено основний список параметрів, що відрізняються. Знаючи фірму-виробника мікросхеми можна знайти точніші дані.
В таблиці " Вихідні дані »знаходять інтерес проміжні результати обчислень. Формули, якими проводяться обчислення можна побачити, виділивши комірку з обчисленим значенням. Комірка з параметром «Коефіцієнт заповнення максимальний (dmax)» може бути виділена одним із двох кольорів – зеленим та червоним. Зеленим кольором осередок виділяється при допустимому значенні параметра, а червоним при перевищенні максимально допустимого значення. У примітці до комірки можна прочитати, які вхідні дані потрібно змінити для виправлення.
У документі AN920-D, де детальніше описується ця мікросхема, сказано, що максимальне значення коефіцієнта заповнення мікросхеми MC34063 не може перевищувати 0.857, в іншому випадку межі регулювання можуть не збігатися із заданими. Саме це значення прийнято за критерій правильності отриманого під час розрахунку параметра. Правда практика показала, що реальне значення коефіцієнта заповнення може бути більшим за 0.9. Вочевидь, така розбіжність пояснюється «нестандартним» включенням.
Результатом обчислень є значення пасивних елементів схеми, зведених до третьої таблиці « Результати розрахунку» . Отримані значення можна використовувати при складанні схеми стабілізатора.
Іноді буває корисно підігнати отримані значення під себе, наприклад коли отримане значення опору резистора, ємності конденсатора або індуктивності дроселя не збігається зі стандартним. Також цікаво буває подивитися, як впливає на загальні характеристики схеми зміна номіналів деяких елементів. У програмі реалізовано таку можливість.
Праворуч від таблиці « Результати розрахунку» навпроти кожного параметра розташований квадратик. При натисканні лівої кнопки мишки на вибраному квадратику, в ньому з'являється «пташка», що позначає параметр, що вимагає підбору. При цьому з поля зі значенням знімається жовте підсвічування, що означає можливість самостійного вибору значення параметра. На таблиці « Вхідні дані" червоним кольором виділяються параметри, що змінюються при цьому. Тобто проводиться зворотний перерахунок – формула прописується в комірці таблиці вхідних даних, а параметром для розрахунку є значення таблиці « Результати розрахунку» .
Наприклад, поставивши «пташку» навпроти індуктивності дроселя в таблиці « Результати розрахунку» , можна побачити, що червоним кольором виділено параметр «Струм навантаження мінімальний» таблиці « Вхідні дані ».
При зміні індуктивності змінюються деякі параметри таблиці « Вихідні дані », наприклад, «Максимальний струм дроселя та ключа (I_Lmax)». Таким чином можна підібрати дросель з мінімальною індуктивністю зі стандартного ряду та розмірами, не перевищивши при цьому максимальний струм ключового транзистора мікросхеми, але «пожертвувавши» значенням мінімального струму навантаження. При цьому можна побачити, що значення ємності вихідного конденсатора Co так само збільшилося, щоб компенсувати збільшення пульсацій струму навантаження.
Підібравши індуктивність і переконавшись, що інші залежні параметри не виходять за небезпечні межі, знімаємо пташку навпроти параметра індуктивності, закріплюючи тим самим отриманий результат до зміни інших параметрів, що впливають індуктивність дроселя. При цьому у таблиці « Результати розрахунку» відновлюються формули, а таблиці « Вхідні дані" , Навпаки, забираються.
Так само можна підібрати й інші параметри таблиці. Результати розрахунку» . Однак слід мати на увазі, що параметри практично всіх формул перетинаються, тому за бажання змінити відразу всі параметри цієї таблиці може з'явитися вікно помилки з повідомленням про перехресні посилання.
Завантажити статтю у форматі pdf.
Основні технічні характеристики MC34063
- Широкий діапазон значень вхідної напруги: від 3 до 40 В;
- Високий вихідний імпульсний струм: 1,5 А;
- Регульована вихідна напруга;
- Частота перетворювача до 100 кГц;
- Точність внутрішнього джерела опорної напруги: 2%;
- Обмеження струму короткого замикання;
- Низьке споживання в режимі сну.
- Джерело опорної напруги 1,25;
- Компаратор, що порівнює опорну напругу та вхідний сигнал з входу 5;
- Генератор імпульсів, що скидає RS-тригер;
- Елемент І поєднує сигнали з компаратора та генератора;
- RS-тригер усуває високочастотні перемикання вихідних транзисторів;
- Транзистор драйвера VT2, у схемі емітерного повторювача, для посилення струму;
- Вихідний транзистор VT1 забезпечує струм до 1,5А.
MC34063 підвищуючий перетворювач
Наприклад я цю мікросхему використовував щоб отримати 12 В живлення інтерфейсного модуля від ноутбука USB (5 В), таким чином інтерфейсний модуль працював коли працював ноутбук йому не потрібен був своє джерело безперебійного живлення.Також є сенс використовувати мікросхему для живлення контакторів, яким потрібна більш висока напруга, ніж іншим частинам схеми.
Хоча MC34063 випускається давно, але можливість роботи від 3 В, дозволяє її використовувати в стабілізаторах напруги, що живляться від літієвих акумуляторів.
Розглянемо приклад підвищує перетворювача з документації. Ця схема розрахована на вхідну напругу 12 В, вихідну - 28 В при струмі 175мА.
- C1 - 100 мкФ 25 В;
- C2 - 1500 пФ;
- C3 - 330 мкФ 50 В;
- DA1 - MC34063A;
- L1 - 180 мкГн;
- R1 - 0,22 Ом;
- R2 - 180 Ом;
- R3 - 2,2 кОм;
- R4 - 47 ком;
- VD1 - 1N5819.
Знижувальний перетворювач на МС34063
Зменшити напругу значно простіше – існує велика кількість компенсаційних стабілізаторів індуктивності, що не потребують котушок, що вимагають меншої кількості зовнішніх елементів, але й для імпульсного перетворювача знаходитися робота коли вихідна напруга в кілька разів менша за вхідну, або просто важливий ККД перетворення.У технічній документації наводиться приклад схеми з вхідною напругою 25 і вихідним 5 при струмі 500мА.
- C1 - 100 мкФ 50 В;
- C2 - 1500 пФ;
- C3 - 470 мкФ 10 В;
- DA1 - MC34063A;
- L1 - 220 мкГн;
- R1 - 0,33 Ом;
- R2 - 1,3 ком;
- R3 – 3,9 кОм;
- VD1 - 1N5819.
МС34063 схема інвертуючого перетворювача
Третя схема використовується рідше двох перших, але з менш актуальна. Для точного вимірювання напруги або посилення аудіо сигналів часто потрібне двополярне живлення, і МС34063 може допомогти в отриманні негативних напруг.У документації наводиться схема, що дозволяє перетворити напругу 4,5.. 6.0 В в негативну напругу -12 В зі струмом 100 мА.
- C1 - 100 мкФ 10 В;
- C2 - 1500 пФ;
- C3 - 1000 мкФ 16 В;
- DA1 - MC34063A;
- L1 - 88 мкГн;
- R1 - 0,24 Ом;
- R2 - 8,2 ком;
- R3 - 953 Ом;
- VD1 - 1N5819.
Аналоги мікросхеми MC34063
Якщо MC34063 призначена для комерційного застосування і має діапазон робочих температур 0...70°C, то її повний аналог MC33063 може працювати в комерційному діапазоні -40...85°C.Декілька виробників випускають MC34063, інші виробники мікросхем випускають повні аналоги: AP34063, KS34063. Навіть вітчизняна промисловість випускала повний аналог К1156ЕУ5, і хоча цю мікросхему купити зараз велика проблема, але можна знайти багато схем методик розрахунків саме на К1156ЕУ5, які застосовні до MC34063.
Якщо необхідно розробити новий пристрій і як MC34063 підходить якнайкраще, то варто звернути увагу на більш сучасні аналоги, наприклад: NCP3063.
Якийсь час тому я вже публікував огляд, де показав як за допомогою КРЕН5 зробити ШИМ стабілізатор. Тоді ж я згадав про одного з найпоширеніших і, напевно, найдешевших контролерів DC-DC перетворювачів. Мікросхема МС34063.
Сьогодні я спробую доповнити попередній огляд.
Взагалі, цю мікросхему можна вважати застарілою, проте вона користується заслуженою популярністю. В основному через низьку ціну. Я їх досі іноді використовую у своїх усіляких виробах.
Власне тому я й вирішив купити собі сотню таких мікрох. Обійшлися вони мені в 4 долари, зараз у того ж продавця коштують 3.7 долара за сотню, це всього 3.7 цента за штуку.
Знайти можна і дешевше, але я замовляв їх у комплект до інших деталей (огляди зарядного для літієвого акумулятора та стабілізатор струму для ліхтарика). Є ще четвертий компонент, який я замовив там же, але про нього іншим разом.
Ну, я напевно вже втомив довгим вступом, тому перейду до огляду.
Попереджу відразу, буде багато усіляких фото.
Прийшло це все в пакетиках, замотане у стрічку з пухирці. Така собі купка:) 
Самі мікросхеми акуратно запаковані в пакетик із клямкою, на нього наклеєний папірець із найменуванням. Написано від руки, але проблеми розпізнати напис, гадаю, не виникне. 
Дані мікросхеми виробляються різними виробниками і маркуються так само по-різному.
MC34063
KA34063
UCC34063
І т.д.
Як видно, змінюються лише перші літери, цифри залишаються незмінними, тому зазвичай її називають просто 34063.
Мені дісталися перші, MC34063. 
Фото поруч із такою ж мікрохою, але іншого виробника.
Оглядана виділяється чіткішим маркуванням. 
Що далі можна оглянути я не знаю, тому перейду до другої частини огляду, пізнавальної.
DC-DC перетворювачі використовуються в багатьох місцях, зараз, напевно, вже важко зустріти електронний пристрій, де їх немає.
Існує три основні схеми перетворення, всі вони описані в до 34063, а так само в її застосуванні, ну і в ще одному .
Усі описані схеми немає гальванічної розв'язки. Так само, якщо ви уважно подивіться всі три схеми, то помітите, що вони дуже схожі і відрізняються перестановкою місцями трьох компонентів, дроселя, діода і силового ключа.
Спочатку найпоширеніша.
Step-down або знижуючий ШІМ перетворювач.
Застосовується там, де треба зменшити напругу, причому зробити це з максимальним ККД.
Напруга на вході завжди більша, ніж на виході, зазвичай мінімум на 2-3 Вольта, чим більша різниця, тим краще (в розумних межах).
При цьому струм на вході менший, ніж на виході.
Таку схемотехніку застосовують часто на материнських платах, щоправда, перетворювачі там зазвичай багатофазні і з синхронним випрямленням, але суть залишається колишньою, Step-Down.
У цій схемі дросель накопичує енергію при відкритому ключі, а після закриття ключа напруга на дроселі (за рахунок самоіндукції) заряджає вихідний конденсатор 
Наступна схема застосовується трохи рідше за першу.
Її часто можна зустріти в Power-bank, де з напруги акумулятора в 3-4.2 Вольта виходить стабілізована 5 Вольт.
За допомогою такої схеми можна отримати і більше, ніж 5 Вольт, але треба враховувати, що чим більша різниця напруги, тим важче працювати перетворювачу.
Також є одна не дуже приємна особливість даного рішення, вихід не можна відключити «програмно». Тобто. акумулятор завжди підключено до виходу через діод. Так само у разі КЗ струм буде обмежений лише внутрішнім опором навантаження та батареї.
Для захисту від цього застосовують запобіжники або додатковий силовий ключ.
Так само як і минулого разу, при відкритому силовому ключі спочатку накопичується енергія в дроселі, після закриття ключа струм на дроселі змінює свою полярність і підсумовуючи напругою батареї надходить на вихід через діод.
Напруга на виході такої схеми не може бути нижчою за напругу на вході мінус падіння на діоді.
Струм на вході більше ніж на виході (іноді значно). 
Третя схема застосовується досить рідко, але не розглянути її неправильно.
Ця схема має на виході напругу зворотної полярності, ніж вході.
Називається - інвертуючий перетворювач.
У принципі дана схема може як підвищувати, так і знижувати напругу щодо вхідної, але через особливості схемотехніки частіше використовується тільки для напруги більше або рівних вхідному.
Перевага даної схемотехніки – можливість відключення напруги на виході за допомогою закриття силового ключа. Це також вміє робити і перша схема.
Як і в попередніх схемах, енергія накопичується в дроселі, а після закриття силового ключа надходить у навантаження через увімкнений діод. 
Коли я замислювався на цей огляд, то не знав, що краще вибрати для прикладу.
Були варіанти зробити знижуючий перетворювач для РоЕ або підвищуючий для живлення світлодіода, але все це було нецікаво і зовсім нудно.
Але кілька днів тому зателефонував товариш і попросив допомогти йому з вирішенням одного завдання.
Треба було отримати вихідну стабілізовану напругу незалежно від того, вхідно більше або менше вихідного.
Тобто. потрібен був підвищуюче-знижуючий перетворювач.
Топологія даних перетворювачів називається (Single-ended primary-inductor converter).
Ще кілька хороших документів з цієї топології. , .
Схема даного типу перетворювачів помітно складніша і містить додатковий конденсатор та дросель. 
Ось за цією схемою я й вирішив робити
Наприклад я вирішив робити перетворювач, здатний давати стабілізовані 12 Вольт при коливаннях вхідного від 9 до 16 Вольт. Правда потужність перетворювача невелика, тому що використовується вбудований ключ мікросхеми, але рішення цілком працездатне.
Якщо уміщувати схему, поставити додатковий польовий транзистор, дроселі на більший струм тощо. то така схема може допомогти вирішити проблему живлення 3,5 дюйми жорсткого диска в машині.
Так само, такі перетворювачі можуть допомогти вирішити проблему отримання, що вже стало популярним, напруги 3.3 Вольт від одного літієвого акумулятора в діапазоні 3-4.2 Вольта.
Але для початку перетворимо умовну схему на принципову. 
Після цього перетворимо її на трасування, не будемо ж ми на монтажній платі все ваяти. 
Ну, далі я пропущу етапи, описані в одному з моїх , де я показав, як виготовляти друковану плату.
У результаті вийшла невелика хустка, розміри плати 28х22.5, товщина після запаювання деталей – 8мм. 
Нарив по дому різних деталей.
Дроселі у мене були в одному з оглядів.
Резистори завжди є.
Конденсатори частково були, а частково випаяли з різних пристроїв.
Керамічний на 10мкФ випаяв зі старого жорсткого диска (ще вони водяться на платах моніторів), алюмінієвий SMD взяв зі старого CD-ROM. 
Спаяв хустку, вийшло начебто акуратно. Треба було зробити фото на якійсь сірниковій коробці, але забув. Розміри плати приблизно в 2.5 рази менше сірникової коробки. 
Плата ближче, намагався компонувати плату щільніше, вільного місця не дуже багато.
Резистор 0.25 Ома утворений чотирма по 1 Ом паралельно на 2 поверхи. 
Фотографій багато, тому прибрав під спойлер
Перевіряв у чотирьох діапазонах, але випадково вийшло у п'яти, не став цьому чинити опір, а просто зробив ще одне фото.
У мене не було резистора на 13ком, довелося впаяти на 12, тому на виході напруга дещо занижена.
Але так як плату я робив просто для перевірки мікросхеми (тобто сама по собі ця плата більше для мене ніякої цінності не несе) та написання огляду, то не став морочитися.
Як навантаження була лампа розжарювання, струм навантаження близько 225мА
На вході 9 Вольт, на виході 11:45 
На вході 11 Вольт, на виході 11:44. 
На вході 13 вольт, на виході ті самі 11.44 
На вході 15 Вольт, на виході знову 11:44. :) 
Після цього думав закінчити, але оскільки у схемі вказав діапазон до 16 Вольт, то й перевірити вирішив на 16 Вольт.
На вході 16.28, на виході 11.44 
Оскільки я розжився цифровим осцилографом, то вирішив зняти осцилограми.
Я їх також сховав під спойлер, тому що їх досить багато
Це звичайно іграшка, потужність перетворювача смішна, хоч і корисна.
Але товаришу я підібрав трохи більше на Аліексрес.
Можливо комусь буде і корисно. 
- 20.09.2014
Тригер - це уст-во з двома стійкими станами рівноваги, призначені для запису та зберігання інформації. Тригер здатний зберігати 1 біт даних. Умовне позначенняТригер має вигляд прямокутника, всередині якого пишеться буква Т. Зліва до зображення прямокутника підводяться вхідні сигнали. Позначення входів сигналу пишуться на додатковому полі у лівій частині прямокутника. …
- 21.09.2014
Однотактовий вихідний каскад лампового підсилювача містить мінімум деталей і простий у збиранні та регулюванні. Пентоди у вихідному каскаді можуть використовуватися тільки в ультралінійному включенні, тріодному або звичайному режимах. При тріодному включенні сітка, що екранує, з'єднується з анодом через резистор 100...1000Ом. В ультралінійному включенні каскад охоплений ОС по сітці, що дає зниження …
- 04.05.2015
На малюнку показано схему простого інфрачервоного пульта і приймача виконавчим елементом якого є реле. Через простоту схеми пульта уст-во може виконувати тільки дві дії, це включити реле і вимкнути його відпустивши кнопку S1, що може бути достатньо для певних цілей (гаражні ворота, відчинення електромагнітного замка та ін.). Налаштування схеми дуже …
- 05.10.2014
Схема виконана на здвоєному ОУ TL072. На А1.1 зроблено попередній підсилювач з коеф. посилення заданим ставленням R2R3. Регулятор гучності R1. На ОУ А1.2 виконаний активний трисмуговий бруківка регулятор тембру. Регулювання здійснюються змінними резисторами R7R8R9. Коеф. передачі цього вузла 1. Вбрані живлення попереднього УНЧ може бути від ±4В до ±15В.
Дуже часто постає питання про те, як отримати необхідне для схеми живлення напруга, маючи джерело з відмінним від необхідної напруги. Такі завдання діляться на дві: коли: потрібно зменшити чи збільшити напругу до заданого. У статті буде розглянуто перший варіант.
Як правило, можна застосувати лінійний стабілізатор, але в нього будуть великі втрати потужності, т.к. різницю в напругах він буде перетворювати на тепло. Тут на допомогу приходять імпульсні перетворювачі. До вашої уваги пропонується простенький і компактний перетворювач на MC34063.
Ця мікросхема дуже універсальна, на ній можна реалізовувати знижувальні, що підвищують та інвертують перетворювачі з максимальним внутрішнім струмом до 1,5А. Однак у статті розглянуто лише знижуючий перетворювач, інші будуть розглянуті пізніше.
Розміри перетворювача, що вийшов - 21х17х11 мм. Такі розміри вийшло через використання спільно вивідних та SMD деталей. Перетворювач містить лише 9 деталей.
Деталі у схемі розраховані на 5В з обмеженням струму 500мА, з пульсацією 43кГц та 3мВ. Вхідна напруга може бути від 7 до 40 вольт.
За вихідну напругу відповідають резисторний дільник на R2 і R3, якщо їх замінити підстроювальним резистором десь на 10 кОм, то можна буде задавати необхідну вихідну напругу. За обмеження струму відповідає резистор R1. За частоту пульсацій відповідають конденсатор C1 і котушка L1, рівень пульсацій конденсатор C3. Діод може бути замінений на 1N5818 чи 1N5820. Для розрахунку параметрів схеми є спеціальний калькулятор - http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml , де варто лише задати необхідні параметри, він може розрахувати схеми і параметри перетворювачів нерозглянутих двох типів.
Було виготовлено 2 друковані плати: ліворуч – з дільником напруги на дільнику напруги, виконаному на двох резисторів типорозміру 0805, праворуч із змінним резистором 3329H-682 6,8 кОм. Мікросхема MC34063 в корпусі DIP, під нею два чіп танталових конденсатора типорозміру - D. Конденсатор C1 -типорозміру 0805, діод вивідний, резистор обмеження струму R1 - на підлогу вата, при малих струмах, менше 400 мА, можна поставити резистор. Індуктивність CW68 22мкГн, 960мА.
Осцилограми пульсацій, R обмеж = 0,3 Ом
На цих осцилограмах показані пульсації: зліва – без навантаження, праворуч – з навантаженням у вигляді стільникового телефону, що обмежує резистор 0,3 Ом, знизу з тим же навантаженням, але резистор, що обмежує, на 0,2 Ом.
Осцилограма пульсації, R обмеж = 0,2 Ом
Зняті характеристики (заміряні в повному обсязі параметри), при вхідному напрузі 8,2 У.
Цей адаптер був виготовлений для заряджання стільникового телефону та живлення цифрових схем у похідних умовах.
У статті була наведена плата зі змінним резистором як дільник напруги, розмішаю до неї та відповідну схему, на відміну від першої схеми тільки в дільнику.