Introduisons le terme « indicateur de qualité » :

(20)

La valeur de M peut être comprise à partir de la fig. 12, qui montre une caractéristique de transmission typique d'un FET à canal P.

La pente de la courbe en U C. et =0 est égale à S max. Si la tangente au point U z.i = 0 est continuée jusqu'à ce qu'elle croise l'axe des abscisses, alors elle coupera le segment U ots /M sur cet axe. Ceci est facile à montrer à partir de (20) :

(21)

Par conséquent, M est une mesure de la non-linéarité de la caractéristique de passage du transistor à effet de champ. Il est montré que dans la fabrication de transistors à effet de champ par la méthode de diffusion, M = 2.

Trouver la valeur du courant I c0 par l'expression (21) :

En substituant sa valeur dans (19), on obtient :

Si dans la formule (1) on met R i >> R n, alors le gain de tension pour un circuit avec une source commune

(23)

En substituant la valeur du gain (23) dans l'expression (22), on obtient :

(24)

De la relation (24), on peut tirer la conclusion suivante : à une tension d'alimentation donnée, le gain de l'étage est inversement proportionnel à la tension de coupure du transistor à effet de champ. Ainsi, pour les transistors à effet de champ fabriqués par diffusion, M = 2 et à U ot1 = 1,5 V (KP103E), U ots2 = 7 V (KP103M), tension d'alimentation 12,6 V et U c = 7 V, les gains de les cascades sont respectivement égales à 7,5 et 1,6. Le gain de la cascade avec PT1 augmente encore plus si, en augmentant la résistance de charge R n, U s est réduit à 1,6 V. Il est à noter que dans ce cas, avec une tension d'alimentation constante E n, un transistor avec un faible La pente peut fournir un gain de tension plus important qu'un transistor avec une transconductance plus élevée (en raison de la plus grande résistance de charge).

Dans le cas d'une faible résistance de charge Rn, il est souhaitable d'utiliser des transistors à effet de champ avec une tension de coupure élevée pour obtenir un gain plus important (en augmentant S).

Pour les transistors avec une tension de coupure faible, la variation du courant de drain avec la température est bien moindre que pour les transistors avec une tension de coupure élevée, et donc les exigences de stabilisation du point de fonctionnement sont moindres. Avec des polarisations de grille qui fixent à zéro le coefficient de variation de température du courant de drain, les transistors avec une tension de coupure inférieure ont un courant de drain plus élevé qu'un transistor avec une tension de coupure plus élevée. De plus, comme la tension de polarisation à la grille (à coefficient de température nul) est plus élevée pour le deuxième transistor, le transistor fonctionnera dans un mode dans lequel la non-linéarité de ses caractéristiques est plus affectée.

Pour une tension d'alimentation donnée, les FET à coupure basse permettent une plus grande plage dynamique. Par exemple, à partir de deux transistors avec une tension de coupure de 0,8 et 5 V à une tension d'alimentation de 15 V et une résistance de charge maximale calculée à partir de la relation (18), à la sortie du premier, on peut obtenir deux fois l'amplitude du signal de sortie (défini comme la différence entre E p et U ots), égal à 14,2 V, tandis que dans le second - seulement 10 V. La différence de gain sera encore plus prononcée si E p est réduit. Ainsi, si la tension d'alimentation est réduite à 5 V, alors l'amplitude doublée de la tension de sortie du premier transistor sera de 4,2 V, tandis que le deuxième transistor est presque impossible à utiliser à ces fins.

DISTORSION NON LINÉAIRE DANS LES AMPLIFICATEURS

L'ampleur de la distorsion non linéaire qui se produit dans les amplificateurs FET est déterminée par de nombreux paramètres de circuit : polarisation, tension de fonctionnement, résistance de charge, niveau du signal d'entrée et caractéristiques des transistors à effet de champ.

Lorsqu'une tension sinusoïdale U 1 sinωt est appliquée à l'entrée d'un amplificateur à source commune, la valeur instantanée de la tension totale dans le circuit grille-source peut s'écrire

U z.i = E cm + U 1 sinωt

où E cm est la tension de la polarisation externe appliquée à la grille.

Compte tenu de la dépendance quadratique du courant de drain sur la tension de grille (1), la valeur instantanée de i c sera égale à :

(24a)

En développant les parenthèses dans l'équation (24a), nous obtenons une expression détaillée du courant de drain :

Il ressort de l'expression (24b) que le signal de sortie, avec la composante constante et la première harmonique, contient la deuxième harmonique de la fréquence du signal d'entrée.

Le THD est défini comme le rapport entre la valeur efficace de toutes les harmoniques et la valeur efficace de l'harmonique fondamentale dans le signal de sortie. En utilisant cette définition, à partir de l'expression (24b) on trouve le coefficient harmonique, exprimant (E cm -U ots) par I c0 :

(24v)

L'expression (24c) ne donne qu'un résultat approximatif, puisque les caractéristiques de flux réelles du FET diffèrent de celles décrites par l'expression (1).

Pour obtenir une distorsion non linéaire minimale, il faut :

Maintenir la valeur de U s et suffisamment grande pour qu'au différentiel maximum du signal de sortie, la condition soit remplie

U s.i ≥(1,5...3)U ots

Ne travaillez pas à des tensions grille-drain proches du claquage ;
- la résistance à la charge doit être suffisamment grande.

Sur la fig. 16, c montre un circuit dans lequel le transistor à effet de champ fonctionne avec un R n élevé, ce qui garantit une faible distorsion et un gain élevé. Le deuxième transistor à effet de champ T2 est utilisé ici comme résistance de charge. Ce circuit fournit un gain de tension d'environ 40 dB à E pit = 9 V.

Le choix du type de FET qui fournit le moins de distorsion dépend du niveau du signal d'entrée, de la tension d'alimentation et de la bande passante requise. Avec un niveau de signal de sortie élevé et une bande passante importante, les FET avec de grands Uots sont souhaitables. À un faible niveau de signal d'entrée ou à une faible tension d'alimentation, les FET avec un petit Uots sont préférables.

GAGNER EN STABILISATION

Le gain ULF sur le FET, ainsi que sur d'autres éléments actifs, est soumis à l'influence de divers facteurs déstabilisants, sous l'influence desquels il change de valeur. L’un de ces facteurs est le changement de température ambiante. Pour lutter contre ces phénomènes, on utilise principalement les mêmes méthodes que dans les circuits à base de transistors bipolaires : elles utilisent une rétroaction négative en courant et en tension, couvrant un ou plusieurs étages, et introduisent dans le circuit des éléments dépendants de la température.

Dans un transistor à effet de champ avec une jonction p-n, sous l'action de la température, le courant de grille polarisé en inverse change de façon exponentielle, le courant de drain et la pente changent.

L'effet de la modification du courant de grille I g sur le gain peut être affaibli en réduisant la résistance de la résistance R g dans le circuit de grille. Pour réduire l'effet des modifications du courant de drain, comme dans le cas de l'utilisation de transistors bipolaires, une rétroaction CC négative peut être utilisée (Fig. 13, a).

Examinons plus en détail quelques moyens de réduire l'effet des changements de pente S sur le gain.

En mode d'amplification de signal faible, le gain de l'étage FET non compensé diminue à mesure que la température augmente. Par exemple, le gain du circuit de la Fig. 13, a, égal à 13,5 à 20°C, diminue jusqu'à 12 à +60°C. Cette diminution est principalement due au changement de température de la pente du transistor à effet de champ. Les paramètres de polarisation tels que le courant de drain Ic, la tension grille-source Uc.i et la tension source-drain Uc.i ne changent que légèrement en raison de la rétroaction CC existante.

Riz. 13. Circuits amplificateurs avec stabilisation de gain.

a - cascade non compensée ; b - étage de gain compensé ; c - étage d'amplification compensé avec OOS ; g - caractéristique transitionnelle.

En incluant plusieurs diodes ordinaires dans le circuit de contre-réaction entre la grille et la source (Fig. 13, b), il est possible de stabiliser le gain de l'amplificateur sans introduire d'étages supplémentaires. À mesure que la température augmente, la tension directe de chaque diode diminue, ce qui entraîne à son tour une diminution de la tension U c.i.

Il a été démontré expérimentalement que le changement de tension qui en résulte déplace le point de fonctionnement de telle manière que la pente S est relativement stable dans certaines limites de changement de température (Fig. 13, d). Par exemple, le gain de l'amplificateur selon le circuit de la Fig. 13, b, égal à 11, conserve pratiquement sa valeur dans la plage de température de 20 à 60 °C (K et ne change que de 1 %).

L'introduction d'une contre-réaction négative entre la porte et la source (Fig. 13, c) réduit le gain, mais offre une meilleure stabilité. Gain de l'amplificateur selon le schéma de la fig. 13c, égal à 9, ne change pratiquement pas lorsque la température passe de 20 à 60°.

Grâce à une sélection minutieuse du point de fonctionnement et du nombre de diodes, le gain peut être stabilisé avec une précision de 1 % sur une plage allant jusqu'à 100°C.

RÉDUIRE L'INFLUENCE DE LA CAPACITÉ D'ENTRÉE DU FET SUR LES PROPRIÉTÉS DE FRÉQUENCE DES AMPLIFICATEURS

Pour le suiveur de source illustré à la Fig. 11, a, selon son circuit équivalent (Fig. 11, b), la constante de temps du circuit d'entrée peut être déterminée avec une précision suffisante pour des calculs pratiques comme suit :

τ in = R g [C g + C s.s + C s.i (1 - K et)], (25)

où R g et C g sont les paramètres de la source de signal.

Il ressort de l'expression (25) que la constante de temps du circuit d'entrée est directement proportionnelle aux capacités С з.с et С з.и, et la capacité Сз.и due à l'influence du NFB est réduite de ( 1-K u) fois.

Cependant, l'obtention d'un gain de tension proche de l'unité (afin d'éliminer l'effet de la capacité C d.i) dans un circuit source suiveur classique se heurte à des difficultés liées à une faible tension de claquage d'un transistor à effet de champ. De sorte que sur le transistor à effet de champ KP102E avec courant maximum drain I c0 = 0,5 mA, avec une pente maximale de 0,7 mA/V, pour obtenir un gain de tension de 0,98, il faut utiliser une résistance R n = 65 kOhm. À I c0 = 0,5 mA, la chute de tension aux bornes de la résistance R n sera d'environ 32,5 V, et la tension d'alimentation doit être au moins supérieure à cette tension de la valeur U ots, c'est-à-dire E p = 35 V.

Pour éviter de devoir utiliser une tension d'alimentation élevée pour obtenir un gain proche de l'unité, on utilise souvent en pratique des circuits suiveurs combinés basés sur des transistors à effet de champ et bipolaires.

Sur la fig. 14, a montre un circuit combiné, à la fois selon le type de transistors utilisés et selon leur schéma de connexion, appelé source suiveuse avec connexion asservie. Le drain du transistor à effet de champ T1 est connecté à la base du transistor bipolaire T2, à partir du collecteur duquel le signal est envoyé à la borne source du transistor à effet de champ en antiphase avec le signal d'entrée. En sélectionnant les résistances R5 et R6, il est possible d'obtenir une tension de signal à la source égale à la tension d'entrée, éliminant ainsi l'effet de la capacité C z.i.

La résistance R1 installée dans le circuit de polarisation de grille est connectée à la source du transistor T1 via un grand condensateur C2. La résistance effective dans le circuit de polarisation est déterminée par la résistance de la résistance R 1 et le facteur de rétroaction, de sorte que

(35)

où U et - l'amplitude du signal à la source du transistor T1.

Riz. 14. Circuits amplificateurs à capacité d'entrée réduite.

a - source suiveuse avec connexion de suivi ; b - avec une capacité réduite C z.s ; c - suiveur source avec charge dynamique.

Pour de grandes valeurs de β du transistor bipolaire T2, le gain du circuit peut être estimé approximativement par l'expression suivante :

(36)

Si l'amplificateur est conçu pour fonctionner à basses fréquences, la résistance R6 peut être shuntée avec un condensateur C3 (sur la figure 14, a est représenté par une ligne pointillée) ; dans ce cas, la limite supérieure de fréquence est déterminée par l'expression

(37)

Ci-dessus, une méthode a été envisagée pour réduire l'effet de la capacité grille-source C z.i sur la réponse en fréquence de l'amplificateur en obtenant un gain proche de l'unité de la source suiveuse. L'influence de la capacité C s est restée inchangée.

Une amélioration supplémentaire de la réponse en fréquence des amplificateurs peut être obtenue en réduisant la capacité statique grille-drain dans le circuit d'entrée du circuit.

Pour réduire l'effet de la capacité entre la grille et le drain, vous pouvez appliquer une méthode similaire à celle décrite ci-dessus pour réduire l'effet de la capacité Cd, c'est-à-dire réduire la tension du signal aux bornes de la capacité. Dans le schéma montré à la fig. 14, b, l'effet de la capacité C s est tellement réduit que la capacité d'entrée de la cascade est presque entièrement déterminée par l'emplacement des pièces dans le circuit et la capacité de l'installation.

Le premier étage du transistor T1 a une petite charge dans le circuit de drain et est une source suiveuse pour le signal extrait de la source. Le signal de sortie est envoyé à un étage de collecteur commun à l'aide d'un transistor bipolaire.

Pour réduire l'effet de la capacité C z.s, le signal de l'étage de sortie (émetteur suiveur) est envoyé à travers le condensateur C2 jusqu'au drain du transistor T1 en phase avec le signal d'entrée. Pour augmenter l'effet de compensation, il est nécessaire de prendre des mesures pour augmenter le coefficient de transmission du premier étage. Ceci est réalisé en appliquant un signal de l'émetteur suiveur à la résistance de polarisation R3. En conséquence, la tension appliquée au drain devient plus élevée et la rétroaction négative devient plus efficace. De plus, une augmentation du coefficient de transmission du premier étage réduit encore l'effet de la capacité C z.i.

Si vous n'utilisez pas les méthodes répertoriées pour réduire la capacité de grille, la capacité d'entrée est généralement assez importante (pour le transistor KP103, elle est de 20 à 25 pF). En conséquence, il est possible de réduire la capacité d'entrée à 0,4-1 pF.

Un suiveur de source avec une charge dynamique (d'après les documents de Yu. I. Glushkov et V. N. Semenov), couvert par un servo-rétroaction vers le drain, est représenté sur la fig. 14, ch. A l'aide d'un tel schéma, il est possible d'éliminer l'influence du gain statique du transistor à effet de champ μ sur le coefficient de transfert de la source suiveuse, ainsi que de réduire la capacité C z.s. Le transistor T2 agit comme un générateur de courant stable, réglant le courant dans le circuit source du transistor à effet de champ T1. Le transistor T3 est une charge dynamique dans le circuit de drain du transistor à effet de champ mais à courant alternatif. Paramètres du suiveur de source :

ULF ÉCONOMIQUE

Le développeur est parfois confronté à la tâche de créer des amplificateurs basse fréquence économiques fonctionnant à partir d'une source d'alimentation basse tension. Dans de tels amplificateurs, des transistors à effet de champ avec une faible tension de coupure U ots et un courant de saturation I c0 peuvent être utilisés ; ces circuits présentent des avantages incontestables par rapport aux circuits à tubes et à transistors bipolaires.

Le choix du point de fonctionnement dans les amplificateurs économiques à transistors à effet de champ est déterminé en fonction de la condition d'obtention de la dissipation de puissance minimale. Pour cela, la tension de polarisation U c.i est choisie quasiment égale à la tension de coupure, tandis que le courant de drain tend vers zéro. Ce mode fournit un échauffement minimal du transistor, ce qui conduit à de faibles courants de fuite de grille et à une résistance d'entrée élevée. Le gain requis à de faibles courants de drain est obtenu en augmentant la résistance de charge.

Dans les amplificateurs basse fréquence économiques, le circuit en cascade illustré à la Fig. 10b. Dans ce circuit, une tension de polarisation est formée aux bornes de la résistance du circuit source, ce qui crée un retour de courant négatif qui stabilise le mode sous l'influence des fluctuations de température et de la propagation des paramètres.

Nous pouvons proposer la procédure suivante pour calculer les cascades ULF économiques, réalisée selon la Fig. 10b.

1. Sur la base de la condition d'obtention de la dissipation de puissance minimale, nous sélectionnons un transistor à effet de champ avec une faible tension de coupure U ots et un courant de saturation I c0.
2. Nous sélectionnons le point de fonctionnement du transistor à effet de champ pour le courant I c (unités - dizaines de microampères).
3. Étant donné qu'à une tension de polarisation proche de la tension de coupure, le courant de drain peut être approximativement déterminé par l'expression

Rc ≈ Uots /R et (38)

résistance dans le circuit source

R et ≈ U ots / I et (39)

4. Sur la base du gain requis, nous trouvons R n. Puisque le facteur d'amplification

(40)

alors, en négligeant l'action de dérivation de la résistance différentielle drain-source R i et en substituant à S sa valeur obtenue en différenciant l'expression du courant de drain dans (40), on obtient :

(41)

A partir de la dernière expression, nous trouvons la résistance de charge requise :

(42)

C'est là que se termine le calcul de l'amplificateur et en cours de réglage, les valeurs des résistances R n et R et sont seulement précisées.

Sur la fig. La figure 15 montre un schéma pratique d'un amplificateur basse fréquence économique fonctionnant à partir d'un capteur capacitif (par exemple, à partir d'un hydrophone piézocéramique).

En raison du faible courant de polarisation de l'amplificateur de sortie, composé de deux transistors T2 et T3, la dissipation de puissance de l'ensemble du préamplificateur est de 13 μW. Le préamplificateur consomme 10 µA de courant à une tension d'alimentation de 1,35 V.

Riz. 15. schéma amplificateur économique.

L'impédance d'entrée du préamplificateur est déterminée par la résistance de la résistance R1. En fait, la résistance d'entrée du transistor à effet de champ peut être négligée, puisqu'elle est d'un ordre de grandeur supérieure à la résistance de la résistance R1.

En mode petit signal, l'extrémité avant du préamplificateur est équivalente à un circuit à source commune, tandis que les circuits de polarisation sont implémentés comme dans un circuit source suiveur.

Le transistor à effet de champ utilisé dans ce circuit doit avoir une faible tension de coupure Uots et un petit courant de drain I c0 à la tension de grille U c.i = 0.

La conductivité du canal du transistor à effet de champ T1 dépend du courant de drain, et comme celui-ci est insignifiant, la conductivité est également faible. Par conséquent, l’impédance de sortie d’un circuit à source commune est déterminée par la résistance R2. Selon l'impédance de sortie de l'amplificateur 4 kOhm, le gain en tension est de 5 (14 dB).

CASCADES ULF AVEC CHARGE DYNAMIQUE

Les transistors à effet de champ facilitent la mise en œuvre de circuits amplificateurs basse fréquence avec une charge dynamique. Comparé à un étage de gain de rhéostat, qui a une résistance de charge constante, un amplificateur à charge dynamique a un gain de tension plus élevé.

Un diagramme schématique d'un amplificateur avec une charge dynamique est présenté sur la fig. 16, a.

En tant que résistance dynamique de la charge de drain du transistor à effet de champ T1, un élément actif est utilisé - le transistor à effet de champ T2, dont la résistance interne dépend de l'amplitude du signal au drain du transistor T1. Le transistor T1 est connecté selon un circuit de source commune, et T2 est connecté selon un circuit de drain commun. Pour le courant continu, les deux transistors sont connectés en série.

Riz. 16. Schémas schématiques des amplificateurs à charge dynamique.

a - sur deux PT ; b - sur PT et transistor bipolaire ; c - avec un nombre minimum de pièces.

Le signal d'entrée U in est appliqué à la grille du transistor à effet de champ T1, et est retiré de la source du transistor T2.

L'étage d'amplification (Fig. 16, a) peut servir de modèle lors de la construction d'amplificateurs à plusieurs étages. Lors de l'utilisation de transistors à effet de champ de type KP103Zh, la cascade a les paramètres suivants :

Il convient de noter qu'en utilisant des FET avec une faible tension de coupure, un gain de tension plus élevé peut être obtenu qu'en utilisant des FET avec une tension de coupure élevée. Cela s'explique par le fait que la résistance interne (dynamique) d'un FET avec une faible tension de coupure est supérieure à celle d'un FET avec une tension de coupure élevée.

Un transistor bipolaire classique peut également être utilisé comme résistance dynamique. Dans ce cas, le gain de tension est même légèrement supérieur à celui obtenu lors de l'utilisation d'un transistor à effet de champ dans une charge dynamique (en raison d'un R i plus grand). Mais dans ce cas, le nombre de pièces nécessaires pour construire un étage d'amplification avec une charge dynamique augmente. Un diagramme schématique d’une telle cascade est présenté sur la Fig. 16b, et ses paramètres sont proches de ceux de l'amplificateur précédent montré à la fig. 16, a.

Des amplificateurs avec une charge dynamique doivent être utilisés pour obtenir un gain élevé en ULF à faible bruit avec une faible tension d'alimentation.

Sur la fig. 16c représente un étage amplificateur chargé dynamiquement qui réduit le nombre de pièces au minimum et ce circuit fournit jusqu'à 40 dB de gain à de faibles niveaux de bruit. Le gain de tension pour ce circuit peut être exprimé par

(43)

où S max1 - la pente du transistor T1 ; R i1 , R i2 - résistance dynamique des transistors T1 et T2, respectivement.

ULF SUR LES MICROSCHEMS

Le microcircuit K2UE841 est l'un des premiers microcircuits linéaires maîtrisés par notre industrie. Il s'agit d'un amplificateur à deux étages à contre-réaction négative profonde (suiveur), monté sur des transistors à effet de champ. Les microcircuits de ce type sont largement utilisés comme étages d'entrée d'amplificateurs à large bande sensibles, comme étages distants lors de la transmission de signaux via un câble, dans des circuits de filtrage actif et d'autres circuits nécessitant une impédance d'entrée élevée et une faible impédance de sortie et un coefficient de transmission stable.

Le schéma de circuit d'un tel amplificateur est présenté sur la Fig. 17a; façons d'allumer le microcircuit - sur la fig. 17, b, c, d.

La résistance R3 est introduite dans le circuit pour protéger le transistor de sortie des surcharges en cas de court-circuit en sortie. Une légère diminution du feedback (sur la figure 17, dans R os est représenté par une ligne pointillée), il est possible d'obtenir un coefficient de transmission égal à un ou légèrement supérieur.

L'impédance d'entrée des répéteurs peut être considérablement augmentée (10 à 100 fois) si une rétroaction est fournie au circuit de porte au moyen d'un condensateur C (représenté par une ligne pointillée sur la figure 17, c). Dans ce cas, l'impédance d'entrée du suiveur est approximativement égale à :

R dans \u003d R s / (1-K et),

où K et - le coefficient de transfert du répéteur.

Les principaux paramètres électriques du répéteur sont les suivants :

L'industrie maîtrise la production de microcircuits à film hybride de la série K226, qui sont des amplificateurs basse fréquence à faible bruit avec un transistor à effet de champ à l'entrée. Leur objectif principal est d'amplifier les signaux alternatifs faibles provenant de capteurs à résistance interne élevée.

Riz. 17. Puce K24E841.

a - diagramme schématique ; b - circuit avec une tension d'alimentation de 12,6 V ; c - un circuit avec deux alimentations d'une tension de + -6,3 V ; d - circuit avec une alimentation avec une tension de -6,3 V.

Les microcircuits sont réalisés sur un substrat vitrocéramique en utilisant une technologie de film hybride utilisant des transistors à effet de champ et bipolaires sans boîtier.

Les microcircuits des amplificateurs basse fréquence sont divisés en groupes en fonction du gain et du niveau de bruit (tableau 1). Apparence et les dimensions hors tout sont indiquées sur la fig. 18.

Les diagrammes schématiques des amplificateurs sont présentés sur la fig. 19, a, b et 20, a, b, et leurs circuits de commutation sont représentés sur la fig. 21, a, d. Lors de la mise sous tension des microcircuits selon les schémas de la fig. Sur les figures 21, a et c, l'impédance d'entrée des amplificateurs est égale à la résistance de la résistance externe R i . Pour augmenter la résistance d'entrée (jusqu'à 30 MΩ ou plus), il est nécessaire d'utiliser les circuits de la Fig. 21.6, g.

Tableau 1

Riz. 18. Apparence et dimensions hors tout des microcircuits K2US261-K2US265.

Les principaux paramètres électriques des microcircuits K2US261 et K2US262 :

Riz. 19. Schémas schématiques des amplificateurs.

une-K2US261 ; b-K2US262.

Riz. 20. Schémas schématiques des amplificateurs.

une-K2US263 ; b - K2US264 (toutes les diodes de type KD910B).

Les principaux paramètres électriques des microcircuits K2US263 et K2US264 :

Riz. 21. Circuits de commutation d'amplificateur.

Recommandations pour l'utilisation des microcircuits. La dépendance en fréquence et la fréquence de coupure au niveau de 0,7 V dans la région basse fréquence avec une constante de temps suffisamment grande du circuit d'entrée sont déterminées par le condensateur externe du filtre de rétroaction négative C2 et la résistance de la résistance du circuit de rétroaction R o.s conformément aux relations :

Les tensions de crête à l'entrée des microcircuits K2US261, K2US262 ne doivent pas dépasser 1 V pour la polarité positive et 3 V pour la polarité négative ; à l'entrée des microcircuits K2US263, K.2US264 - pas plus de 2 V pour la polarité positive et pas plus de 1 V pour la polarité négative.

La résistance de fuite R1 pour le courant d'entrée dans la plage de température de fonctionnement de -60 à +70°C ne doit pas dépasser 3 MΩ. Dans la plage de températures maximales inférieures ou avec des exigences réduites concernant la valeur de la tension de sortie, la résistance de la résistance R1 peut être augmentée afin d'augmenter la résistance d'entrée de l'étage.

Le courant de fuite du condensateur de couplage d'entrée C1 ne doit pas dépasser 0,06 μA.

Pour maintenir la tension de sortie maximale, le courant de fuite du condensateur C2 dans la plage de température de fonctionnement ne doit pas dépasser 20 μA. Cette exigence est satisfaite par un condensateur de type K52-1A d'une capacité de 470 µF dont le courant de fuite ne dépasse pas 10 µA à ces tensions.

SCHÉMAS PRATIQUES D'AMPLIFICATEURS BASSE FRÉQUENCE SUR TRANSISTORS DE CHAMP

Les transistors à effet de champ sont généralement utilisés dans les amplificateurs en association avec des transistors bipolaires, mais ils peuvent également être utilisés comme dispositifs actifs dans des amplificateurs audio-fréquence à plusieurs étages avec couplage résistif-capacitif. Sur la fig. La figure 22 montre un exemple d'utilisation de transistors à effet de champ dans un circuit amplificateur RC. Le circuit de cet amplificateur servait à enregistrer les signaux sonores de la mer. Le signal envoyé à l'entrée de l'amplificateur provenait d'un hydrophone piézocéramique G, et un câble de type KVD4x1,5, d'une longueur de 500 m, servait de charge amplificateur.

L'étage d'entrée de l'amplificateur est réalisé sur un transistor à effet de champ de type KP103Zh avec un facteur de bruit minimum. Dans le même but (réduction du bruit), les deux premiers étages sont alimentés avec une tension réduite obtenue grâce au stabilisateur paramétrique D1R8. Grâce à ces mesures, le niveau de bruit apporté à l'entrée dans la bande de fréquence 4 Hz-20 kHz était de 1,5-2 μV.

Pour corriger la réponse en fréquence de l'amplificateur dans les fréquences plus élevées, les condensateurs de correction correspondants peuvent être connectés en parallèle avec les résistances R6 et R10.

Pour faire correspondre l'impédance de sortie élevée de l'amplificateur avec une charge (câble) à faible résistance, un suiveur de tension sur les transistors T4, T5 est utilisé, qui est un amplificateur à deux étages avec connexion directe. Pour éliminer l'effet de dérivation des résistances de polarisation R11, R12, une rétroaction positive sur le courant alternatif est introduite à travers la chaîne R13, C6. La valeur calculée de la résistance de sortie d'un tel répéteur est de 10 ohms.

Pour tester les performances et le gain de l'amplificateur, un générateur d'étalonnage est utilisé, assemblé selon le circuit multivibrateur symétrique. Le générateur d'étalonnage produit des impulsions rectangulaires stabilisées en amplitude à l'aide de diodes Zener D2-D5 de type D808 avec une fréquence de 85 Hz, qui, au moment de la mise sous tension du calibrateur, sont introduites via l'hydrophone jusqu'à l'entrée de l'amplificateur. En utilisant un diviseur de tension aux bornes des résistances R16, R17, l'amplitude de l'impulsion a été réglée à 1 mV.

Malgré la simplicité du circuit amplificateur, le gain change légèrement (environ 2%) lorsque la température ambiante change dans la plage de 0 à 40°C, et le gain à température ambiante de 20°C était de 150.

Riz. 22. Schéma schématique d'un amplificateur hydroacoustique.

Si l'impédance de sortie du premier étage d'un transistor à effet de champ peut être tellement réduite qu'il devient possible d'utiliser des transistors bipolaires ordinaires dans les étages suivants, il n'est alors pas économique d'utiliser des transistors à effet de champ pour une amplification ultérieure. Dans ces cas, des amplificateurs utilisant des transistors de champ et bipolaires sont utilisés.

Sur la fig. 23 montre un schéma de principe d'un amplificateur basse fréquence sur transistors de champ et bipolaires, qui a des paramètres proches de ceux d'un amplificateur RC à trois étages sur transistors à effet de champ (Fig. 22). Ainsi, avec un gain égal à 150, une réponse en fréquence au niveau de 0,7 de 20 Hz à 100 kHz, la valeur du signal non déformé de sortie maximale à R n = 3 kOhm est de 2 V.

Le transistor à effet de champ T1 (Fig. 23) est connecté selon le circuit avec une source commune, et le transistor bipolaire - selon le circuit avec un émetteur commun. Pour stabiliser les performances, l'amplificateur est couvert par une rétroaction CC négative.

Sur la fig. 24 montre un circuit amplificateur basse fréquence à connexions directes, développé par V. N. Semenov et V. G. Fedorin, conçu pour amplifier les signaux faibles provenant de sources à haute impédance d'entrée. L'amplificateur ne contient pas de condensateurs d'isolation, ses dimensions peuvent donc être petites.

Les paramètres de l'amplificateur sont les suivants :

Le circuit est un DCF avec un feedback 100 % DC ; de ce fait, un minimum de dérive et de stabilité des régimes est atteint. La rétroaction CC est introduite via un filtre passe-bas, de sorte que la fréquence de coupure inférieure de l'amplificateur est déterminée par les paramètres de ce filtre.

Pour stabiliser le gain, une rétroaction négative est utilisée à la fréquence du signal avec une profondeur d'environ 20 dB. Le gain dépend de la profondeur du feedback.

Riz. 23. Fondé sur des principes Régime ULF transistors de champ et bipolaires.

Riz. 24. Schéma de principe de l'ULF avec connexions directes.

L'utilisation du feedback rend l'amplificateur non critique en cas de modification de la tension d'alimentation et de propagation des paramètres des transistors et de toutes les pièces, à l'exception de R10 et R11. Les caractéristiques du circuit incluent le fait que les transistors T3 et T4 fonctionnent avec des tensions U b.e. égales à U k.e.

L'impédance d'entrée élevée de l'amplificateur est obtenue grâce à l'utilisation de transistors à effet de champ. Aux fréquences inférieures, elle sera déterminée par la résistance de la résistance R1, aux fréquences supérieures, par la capacité d'entrée du circuit.

A.G. Milekhine

Littérature:

1. Transistors à effet de champ. Physique, technologie et applications. Par. de l'anglais. éd. A. Mayorova. M., "Radio soviétique", 1971.
2. Sevin L. Transistors à effet de champ. M., "Radio soviétique", 1968.
3. Malin VV‚ Sonin MS Paramètres et propriétés des transistors à effet de champ. M., "Énergie", 1967.
4. Shervin V. Causes de distorsion dans les amplificateurs à transistors à effet de champ. - "Électronique", 1966, n°25.
5. Downes R. Préamplificateur économique. "Électronique", 1972, n° 5.
6. Holzman N. Élimination des émissions au moyen de l'amplificateur opérationnel. "Électronique", 1971, n°3.
7. Gozling V. Application des transistors à effet de champ. M., "Énergie". 1970.
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9. Galperin M. V., Zlobin Yu. V., Pavleiko V. A. Amplificateurs à transistor DC. M., "Énergie", 1972.
10. Catalogue technique. « Nouveaux appareils électroménagers. Transistors à effet de champ. circuits intégrés hybrides. Éd. Institut central de recherche "Électronique", 74.
11. Topchilov N. A. Microcircuits linéaires hybrides avec entrée haute résistance - Industrie électronique, 1973, n° 9.

Caractéristiques
Puissance efficace maximale :
à RH = 4 Ohm, W 60
à RH = 8 Ohm, W 32
Plage de fréquence de fonctionnement. Hz 15...100 000
THD :
à f = 1 kHz, Рout = 60 W, RH = 4 Ohm, % 0,15
à f = 1 kHz, Рout = 32 W, RH = 8 Ohm, % 0,08
Gain, dB 25...40
Impédance d'entrée, kOhm 47

Paramètre

Il est peu probable qu'un expérimentateur expérimenté ait des difficultés à obtenir des résultats satisfaisants lors de la construction d'un amplificateur selon ce schéma. Les principaux problèmes à considérer sont une mauvaise installation des éléments et des dommages aux transistors MOS dus à une mauvaise manipulation ou à la mise sous tension du circuit. La liste de contrôle suivante pour le dépannage est suggérée comme guide pour l'expérimentateur :
1. Lors de l'assemblage du PCB, installez d'abord les éléments passifs et assurez-vous que la polarité des condensateurs électrolytiques est correctement activée. Installez ensuite les transistors VT1 ... VT4. Enfin, installez les MOSFET en évitant la charge statique en court-circuitant simultanément les fils à la terre et en utilisant un fer à souder mis à la terre. Vérifiez la planche assemblée pour la bonne installation des éléments. Pour ce faire, il sera utile d'utiliser la disposition des éléments représentée sur la Fig. 2 Vérifiez cartes de circuits imprimés pour l'absence de courts-circuits avec les pistes de soudure et, le cas échéant, retirez-les. Vérifiez visuellement et électriquement les joints de soudure avec un multimètre et refaites si nécessaire.
2. L'alimentation peut maintenant être appliquée à l'amplificateur et le courant de repos de l'étage de sortie (50...100 mA) peut être réglé. Le potentiomètre R12 est d'abord réglé sur le courant de repos minimum (dans le sens inverse des aiguilles d'une montre jusqu'à défaillance sur la topologie de la carte sur la Fig. 2). la branche de puissance positive allume un ampèremètre avec une limite de mesure de 1 A. En tournant le curseur de la résistance R12, les lectures de l'ampèremètre sont de 50 ... 100 mA. Le réglage du courant de repos peut être effectué sans connecter de charge. Cependant, si un haut-parleur de charge est inclus dans le circuit, il doit être protégé par un fusible de surcharge CC. Avec le courant de repos réglé, une valeur acceptable pour la tension de décalage de sortie doit être inférieure à 100 mV.

Des changements excessifs ou irréguliers dans le courant de repos lors du réglage de R12 indiquent l'apparition d'une génération dans le circuit ou une connexion incorrecte des éléments. Les recommandations décrites précédemment doivent être respectées (connexion en série des résistances dans le circuit de grille, minimisation de la longueur des conducteurs de connexion, masse commune). De plus, des condensateurs de découplage d'alimentation doivent être installés à proximité immédiate de l'étage de sortie de l'amplificateur et du point de masse de la charge. Pour éviter la surchauffe des transistors de puissance, une régulation du courant de repos doit être effectuée avec des transistors MOS installés sur le dissipateur thermique.
3. Après avoir établi le courant de repos, l'ampèremètre doit être retiré
du circuit d'alimentation positif et à l'entrée de l'amplificateur peut être
signal de travail. Le niveau du signal d’entrée pour obtenir la pleine puissance nominale doit être le suivant :
UBX = 150 mV (RH = 4 ohms, Ki = 100) ;
UBX= 160 mV (RH=8 ohms, Ki=100) ;
UBX = 770 mV (RH = 4 ohms, Ki = 20) ;
UBX = 800 mV (RH = 8 ohms, Ki = 20).
Une "coupure" au niveau des pics du signal de sortie lors d'un fonctionnement à la puissance nominale indique une mauvaise stabilisation de la tension d'alimentation et peut être corrigée en réduisant l'amplitude du signal d'entrée et en réduisant la puissance nominale de l'amplificateur.
La réponse en fréquence de l'amplificateur peut être testée sur une plage de fréquences de 15 Hz à 100 kHz à l'aide d'un kit de test audio ou d'un oscillateur et d'un oscilloscope. La distorsion du signal de sortie aux hautes fréquences indique le caractère réactif de la charge, et pour restaurer la forme du signal, il faudra sélectionner la valeur de l'inductance de la self de sortie L1. La réponse en fréquence aux hautes fréquences peut être égalisée à l'aide d'un condensateur de compensation connecté en parallèle avec R6. La partie basse fréquence de la réponse en fréquence est corrigée par les éléments R7, C2.
4. La présence d'un bruit de fond (bourdonnement) se produit très probablement dans le circuit
lorsque le gain est trop élevé. Prise d'entrée avec haute
l'impédance est minimisée en utilisant un blindage
câble mis à la terre directement à la source du signal. Ondulations d'alimentation basse fréquence introduites dans l'étage d'entrée
amplificateur, peut être éliminé par le condensateur C3. Supplémentaire
le fond est atténué par une cascade différentielle
sur les transistors VT1, préamplificateur VT2. Cependant, si la source du fond est la tension d'alimentation, vous pouvez alors choisir la valeur de SZ, R5 pour supprimer l'amplitude des ondulations.
5. Si les transistors de l'étage de sortie tombent en panne en raison d'un court-circuit dans la charge ou d'une génération de haute fréquence, les deux MOSFET doivent être remplacés et il est peu probable que d'autres éléments tombent en panne. Lors de l'installation du schéma de nouveaux appareils, la procédure de configuration doit être répétée.

Schéma d'alimentation

Les meilleurs designs de "Radio Amateur" Numéro 2

Circuit amplificateur avec modifications :

Les amplificateurs à transistors à effet de champ (FET) ont une grande impédance d'entrée. En règle générale, ces amplificateurs sont utilisés comme premiers étages de préamplificateurs, d'amplificateurs CC pour la mesure et d'autres équipements électroniques.
L'utilisation d'amplificateurs avec une grande impédance d'entrée dans les premiers étages permet de faire correspondre des sources de signaux avec une grande résistance interne avec des étages amplificateurs ultérieurs plus puissants avec une petite impédance d'entrée. Les étages d'amplification sur transistors à effet de champ sont le plus souvent réalisés selon un circuit à source commune.

Puisque la tension de polarisation entre la grille et la source est nulle, le mode repos du transistor VT est caractérisé par la position du point A sur la caractéristique drain-grille à U GD = 0 (Fig. 15,b).
Dans ce cas, lorsqu'une tension alternative harmonique (c'est-à-dire sinusoïdale) U GS d'amplitude U mZI est fournie à l'entrée de l'amplificateur, les alternances positives et négatives de cette tension seront amplifiées différemment : avec une alternance négative - cycle de la tension d'entrée U GS, l'amplitude de la composante variable du courant de drain I "mc sera supérieure à celle d'un demi-cycle positif (I "" mc), car la pente de la caractéristique drain-grille dans la section AB est plus grande que la pente dans la section AC : En conséquence, la forme de la composante variable du courant de drain et la tension alternative générée par celle-ci sur la charge U OUT différeront de la forme de la tension d'entrée, c'est-à-dire qu'il y aura être une distorsion du signal amplifié.
Pour réduire la distorsion du signal lors de son amplification, il est nécessaire d'assurer le fonctionnement du transistor à effet de champ à une pente constante de sa caractéristique drain-grille, c'est-à-dire dans la section linéaire de cette caractéristique.
A cet effet, une résistance R et est incluse dans le circuit source (Fig. 16, a).

Le courant de drain I C0 circulant à travers la résistance crée une tension sur celle-ci
U Ri = I C0 Ri, qui est appliqué entre la source et la grille, y compris l'EAF formé entre les régions de grille et de source, dans la direction opposée. Cela entraîne une diminution du courant de drain et le mode de fonctionnement sera caractérisé dans ce cas par le point A" (Fig. 16, b).

Pour éviter une diminution du gain, un condensateur haute capacité C est connecté en parallèle avec la résistance R, ce qui élimine la rétroaction négative sur le courant alternatif formée par la tension alternative aux bornes de la résistance R et. Dans le mode caractérisé par le point A", la pente de la caractéristique drain-grille lors de l'amplification de la tension alternative reste approximativement la même avec l'amplification des alternances positives et négatives de la tension d'entrée, ce qui entraîne la distorsion de les signaux amplifiés seront insignifiants
(les sections A "B" et A "C" sont approximativement égales).
Si, en mode repos, la tension entre la grille et la source est notée U ZIO et que le courant de drain circulant à travers le FET est I C0, alors la résistance de la résistance R et (en ohms) peut être calculée par la formule :
Ri = 1000 U ZIO / I C0,
dans lequel le courant de drain I C0 est substitué en milliampères.
Le circuit amplificateur représenté sur la figure 15 utilise un FET avec une jonction p-n de commande et un canal de type p. Si un transistor similaire est utilisé comme FET, mais avec un canal de type N, le circuit reste le même et seule la polarité de la connexion d'alimentation change.
Les amplificateurs fabriqués à partir de transistors à effet de champ MOS avec canal induit ou intégré ont une résistance d'entrée encore plus grande. En courant continu, l'impédance d'entrée de tels amplificateurs peut dépasser 100 MΩ. Étant donné que leurs tensions de grille et de drain ont la même polarité, pour fournir la tension de polarisation nécessaire dans le circuit de grille, vous pouvez utiliser la tension d'alimentation G C en la connectant à un diviseur de tension connecté à l'entrée du transistor de la manière indiquée sur la Fig. .17.

Amplificateurs à drain commun

Le circuit amplificateur FET à drain commun est similaire au circuit amplificateur à collecteur commun. La figure 18a montre un schéma d'un amplificateur avec un drain commun sur un FET avec une jonction p-n de commande et un canal de type p.

La résistance Ri est connectée au circuit source et le drain est directement connecté au pôle négatif de l'alimentation. Par conséquent, le courant de drain, qui dépend de la tension d'entrée, crée une chute de tension uniquement aux bornes de la résistance Ri. Le fonctionnement de la cascade est illustré par les graphiques représentés sur la figure 18b pour le cas où la tension d'entrée a une forme sinusoïdale. A l'état initial, le courant de drain I C0 traverse le transistor, ce qui crée une tension U I0 (U OUT0) sur la résistance R. Pendant l'alternance positive de la tension d'entrée, la polarisation inverse entre la grille et la source augmente, ce qui entraîne une diminution du courant de drain et de la valeur absolue de la tension aux bornes de la résistance R et. Dans l'alternance négative de la tension d'entrée, au contraire, la tension de polarisation de grille diminue, le courant de drain et la valeur absolue de la tension aux bornes de la résistance R augmentent. En conséquence, la tension de sortie extraite de la résistance Ri, c'est-à-dire de la source du FET (Fig. 18, b), a la même forme que la tension d'entrée.
À cet égard, les amplificateurs avec un drain commun sont appelés suiveurs de source (la tension source répète la tension d'entrée en forme et en valeur).

Vieux mais doré

Les circuits d'amplification ont déjà traversé une spirale dans leur développement, et nous assistons désormais à une « renaissance des tubes ». Conformément aux lois de la dialectique, auxquelles nous avons été si obstinément imposés, la « renaissance des transistors » devrait venir ensuite. Le fait même est inévitable, car les lampes, malgré toute leur beauté, sont déjà très gênantes. Même à la maison. Mais les amplificateurs à transistors ont accumulé leurs inconvénients...
La raison du son "transistor" a été expliquée au milieu des années 70 - un feedback profond. Cela soulève deux problèmes à la fois. Le premier est la distorsion d'intermodulation transitoire (TIM) dans l'amplificateur lui-même, provoquée par le retard du signal dans la boucle de rétroaction. Il n'y a qu'une seule façon de résoudre ce problème : augmenter la vitesse et l'amplification de l'amplificateur d'origine (sans retour), ce qui entraîne de sérieuses complications du circuit. Le résultat est difficile à prédire : s’il le sera ou non.
Le deuxième problème est qu’une rétroaction profonde réduit considérablement l’impédance de sortie de l’amplificateur. Et cela, pour la plupart des haut-parleurs, se heurte à l'apparition de ces mêmes distorsions d'intermodulation directement dans les têtes dynamiques. La raison en est que lorsque la bobine se déplace dans l'espace du système magnétique, son inductance change de manière significative, de sorte que l'impédance de la tête change également. Avec une faible impédance de sortie de l'amplificateur, cela entraîne des modifications supplémentaires du courant traversant la bobine, ce qui donne lieu à des harmoniques désagréables qui sont confondues avec une distorsion de l'amplificateur. Cela peut aussi expliquer le fait paradoxal qu'avec un choix arbitraire d'enceintes et d'amplificateurs, l'un « sonne » et l'autre « ne sonne pas ».

secret du son du tube =
impédance d'amplificateur à haut rendement
+ feedback superficiel .
Cependant, des résultats similaires peuvent être obtenus avec des amplificateurs à transistors. Tous les circuits ci-dessous sont unis par une chose : des circuits « asymétriques » et « faux » non conventionnels et maintenant oubliés. Cependant, est-ce aussi grave qu’on le prétend ? Par exemple, un inverseur de phase avec transformateur est un véritable Hi-End ! (Fig. 1) Un inverseur de phase avec une charge divisée (Fig. 2) est emprunté aux circuits de lampe...
Fig. 1

fig.2

fig.3

Ces projets sont aujourd’hui injustement oubliés. Mais en vain. Sur cette base, en utilisant une base d'éléments moderne, vous pouvez créer des amplificateurs simples avec un très haute qualité son. En tout cas, ce que j'ai collecté et écouté semblait décent - doux et "savoureux". La profondeur de rétroaction dans tous les circuits est faible, il existe des OOS locaux et l'impédance de sortie est importante. Il n’existe pas non plus d’OOS général pour le courant continu.

Cependant, les schémas ci-dessus fonctionnent dans la classe B, ils ont donc des distorsions de "commutation". Pour les éliminer, il faut travailler l'étage de sortie dans une classe "pure" UN. Et un tel schéma est également apparu. L'auteur du projet est J.L. Linsley Hood. Les premières mentions dans des sources nationales remontent à la seconde moitié des années 70.


fig.4

Le principal inconvénient des amplificateurs de classe UN, limitant le champ d'application de leur application - un courant de repos important. Cependant, il existe un autre moyen d'éliminer la distorsion de commutation : l'utilisation de transistors au germanium. Leur avantage réside dans les petites distorsions dans le mode B. (Un jour, j'écrirai une saga consacrée au germanium.) Une autre question est qu'il n'est pas facile de trouver ces transistors actuellement et que le choix est limité. Lorsque vous répétez les conceptions suivantes, vous devez vous rappeler que la résistance thermique des transistors au germanium est faible, vous n'avez donc pas besoin d'économiser sur les radiateurs pour l'étage de sortie.

fig.5

Dans ce diagramme, il y a une symbiose intéressante de transistors au germanium avec un transistor de champ. La qualité sonore, malgré des caractéristiques plus que modestes, est très bonne. Afin de rafraîchir les impressions d'il y a un quart de siècle, je n'ai pas eu la flemme d'assembler la structure sur une maquette, en la modernisant légèrement pour qu'elle corresponde aux dénominations modernes des pièces. Le transistor MP37 peut être remplacé par un silicium KT315, puisque lors de la mise en place, il faut encore sélectionner la résistance de la résistance R1. Lorsque vous travaillez avec une charge de 8 ohms, la puissance augmentera jusqu'à environ 3,5 W, la capacité du condensateur C3 devra être augmentée jusqu'à 1000 microfarads. Et pour travailler avec une charge de 4 ohms, il faudra réduire la tension d'alimentation à 15 volts afin de ne pas dépasser la puissance dissipée maximale des transistors de l'étage de sortie. Puisqu’il n’existe pas de DC CNF général, la stabilité thermique n’est suffisante que pour un usage domestique.

• Les schémas 1,2,3,5 ont été publiés dans le magazine Radio.
• Schéma 4 emprunté à la collection
  V.A. Vasiliev "Conceptions de radioamateurs étrangères" M. Radio et communication, 1982, p.14 ... 16
• Les schémas 6 et 7 sont empruntés à la collection
  J. Bozdeh "Conception de dispositifs supplémentaires pour magnétophones" (traduit du tchèque) M. Energoizdat 1981, pp. 148,175
• En détail sur le mécanisme d'apparition de la distorsion d'intermodulation : l'UMZCH doit-il avoir une faible impédance de sortie ?

UMZCH sur les transistors à effet de champ

L'utilisation de transistors à effet de champ dans un amplificateur de puissance peut améliorer considérablement la qualité sonore avec une simplification générale du circuit. La caractéristique de transfert des transistors à effet de champ est proche de linéaire ou quadratique, il n'y a donc pratiquement pas d'harmoniques paires dans le spectre du signal de sortie, de plus, il y a une diminution rapide de l'amplitude des harmoniques supérieures (comme dans les amplificateurs à tubes). Cela permet d'utiliser une rétroaction négative peu profonde dans les amplificateurs à transistors à effet de champ ou de l'abandonner complètement. Après avoir conquis les étendues de la Hi-Fi « domestique », les transistors à effet de champ ont commencé à attaquer l'audio des voitures. Les schémas publiés étaient à l'origine destinés aux systèmes domestiques, mais peut-être que quelqu'un osera appliquer les idées qu'ils incarnent dans une voiture...


Fig. 1
Ce schéma est déjà considéré comme un classique. Dans celui-ci, l'étage de sortie, fonctionnant en mode AB, est réalisé sur des transistors MIS et les étages préliminaires sont sur des transistors bipolaires. L'amplificateur offre des performances assez élevées, mais pour améliorer encore la qualité sonore, les transistors bipolaires doivent être complètement exclus du circuit (image suivante).


fig.2
Une fois que toutes les réserves pour améliorer la qualité sonore sont épuisées, il ne reste qu'une chose - un étage de sortie à cycle unique dans une classe "pure" A. Le courant consommé par les étages préliminaires provenant d'une source de tension plus élevée dans ce circuit et dans le circuit précédent est minime.


fig.3
L'étage de sortie avec transformateur est un analogue complet des circuits de lampes. C'est une collation... La source de courant intégrée CR039 règle le mode de fonctionnement de l'étage de sortie.


fig.4
Cependant, un transformateur de sortie large bande est un ensemble assez compliqué à fabriquer. Une solution élégante - une source de courant dans le circuit de drainage - a été proposée par l'entreprise