De nos jours, de nombreux stabilisateurs de courant LED à microcircuit sont apparus, mais tous sont généralement assez chers. Et comme le besoin de tels stabilisateurs est grand en raison de la prolifération des LED haute puissance, nous devons rechercher des options pour les rendre moins chers.
Nous proposons ici une autre version du stabilisateur basée sur la puce de stabilisateur de clé MC34063 commune et bon marché. La version proposée se distingue des circuits stabilisateurs déjà connus sur ce microcircuit par son inclusion légèrement non standard, qui permet d'augmenter la fréquence de fonctionnement et d'assurer la stabilité même à de faibles valeurs de l'inductance de l'inductance et de la capacité du condensateur de sortie.
Caractéristiques du microcircuit - PWM ou PWM ?
La particularité du microcircuit est qu'il est à la fois PWM et relais ! De plus, vous pouvez choisir vous-même ce que ce sera.
Le document AN920-D, qui décrit plus en détail ce microcircuit, dit approximativement ce qui suit (voir le schéma fonctionnel du microcircuit sur la Fig. 2).
Pendant le chargement du condensateur de synchronisation, un signal logique est défini sur une entrée de l'élément logique « ET » qui contrôle le déclencheur. Si la tension de sortie du stabilisateur est inférieure à la tension nominale (à l'entrée avec une tension de seuil de 1,25 V), alors une tension logique est également définie à la deuxième entrée du même élément. Dans ce cas, une unité logique est également positionnée à la sortie de l'élément et à l'entrée « S » du déclencheur, elle est positionnée (le niveau actif à l'entrée « S » est 1 logique) et à sa sortie « Q " Une logique apparaît, ouvrant les transistors clés.
Lorsque la tension sur le condensateur de réglage de fréquence atteint le seuil supérieur, elle commence à se décharger et un zéro logique apparaît à la première entrée de l'élément logique « ET ». Le même niveau est également fourni à l'entrée de réinitialisation du déclencheur (le niveau actif à l'entrée « R » est un 0 logique) et le réinitialise. Un zéro logique apparaît à la sortie « Q » du déclencheur et les transistors clés se ferment.
Puis le cycle se répète.
Le schéma fonctionnel montre que cette description s'applique uniquement au comparateur de courant, qui est fonctionnellement connecté à l'oscillateur maître (contrôlé par l'entrée 7 du microcircuit). Mais la sortie du comparateur de tension (contrôlée par l'entrée 5) n'a pas de tels « privilèges ».
Il s'avère qu'à chaque cycle, le comparateur de courant peut à la fois ouvrir les transistors clés et les fermer, si, bien entendu, le comparateur de tension le permet. Mais le comparateur de tension lui-même ne peut délivrer qu'une autorisation ou une interdiction d'ouverture, qui ne peut être traitée que lors du cycle suivant.
Il s'ensuit que si vous court-circuitez l'entrée du comparateur de courant (broches 6 et 7) et contrôlez uniquement le comparateur de tension (broche 5), alors les transistors clés sont ouverts par celui-ci et restent ouverts jusqu'à la fin du cycle de charge du condensateur , même si la tension à l'entrée du comparateur dépasse le seuil. Et ce n'est que lorsque le condensateur commence à se décharger que le générateur ferme les transistors. Dans ce mode, la puissance fournie à la charge ne peut être dosée que par la fréquence de l'oscillateur maître, puisque les transistors clés, bien que fermés de force, ne le sont que pendant un temps de l'ordre de 0,3 à 0,5 µs à n'importe quelle valeur de fréquence. Et ce mode est plus similaire au PFM - modulation de fréquence d'impulsion, qui appartient au type de régulation par relais.
Si, au contraire, vous court-circuitez l'entrée du comparateur de tension vers le boîtier, l'éliminant du fonctionnement, et contrôlez uniquement l'entrée du comparateur de courant (broche 7), alors les transistors clés seront ouverts par l'oscillateur maître. et fermé sur commande du comparateur de courant à chaque cycle ! Autrement dit, en l'absence de charge, lorsque le comparateur de courant ne fonctionne pas, les transistors s'ouvrent longtemps et se ferment pendant une courte période. En cas de surcharge, au contraire, ils s'ouvrent et se ferment immédiatement pendant une longue période sur commande du comparateur de courant. À certaines valeurs moyennes du courant de charge, les clés sont ouvertes par le générateur et, après un certain temps, après le déclenchement du comparateur de courant, elles se ferment. Ainsi, dans ce mode, la puissance dans la charge est régulée par la durée de l'état ouvert des transistors, c'est-à-dire par PWM complet.
On peut affirmer qu'il ne s'agit pas de PWM, car dans ce mode, la fréquence ne reste pas constante, mais change - elle diminue avec l'augmentation de la tension de fonctionnement. Mais avec une tension d'alimentation constante, la fréquence reste inchangée et le courant de charge n'est stabilisé qu'en modifiant la durée de l'impulsion. Par conséquent, nous pouvons supposer qu'il s'agit d'un PWM à part entière. Et le changement de fréquence de fonctionnement lorsque la tension d'alimentation change s'explique par la connexion directe du comparateur de courant avec l'oscillateur maître.
Lorsque les deux comparateurs sont utilisés simultanément (dans le circuit classique), tout fonctionne exactement de la même manière, et le mode clé ou PWM est activé selon le comparateur qui se déclenche à ce moment-là : en cas de surtension - celui clé (PWM) , et quand il y a une surcharge sur le courant - PWM
Vous pouvez éliminer complètement le comparateur de tension du fonctionnement en court-circuitant la 5ème broche du microcircuit avec le boîtier, et également stabiliser la tension à l'aide de PWM en installant un transistor supplémentaire. Cette option est illustrée à la Fig. 1.
Fig. 1
La stabilisation de la tension dans ce circuit est réalisée en modifiant la tension à l'entrée du comparateur de courant. La tension de référence est la tension de seuil de grille du transistor à effet de champ VT1. La tension de sortie du stabilisateur est proportionnelle au produit de la tension de seuil du transistor et du coefficient de division du diviseur résistif Rd1, Rd2 et est calculée par la formule :
Uout=Up(1+Rd2/Rd1), où
Haut – Tension de seuil VT1 (1,7…2V).
La stabilisation du courant dépend toujours de la résistance de la résistance R2.
Le principe de fonctionnement du stabilisateur de courant.
La puce MC34063 dispose de deux entrées qui peuvent être utilisées pour stabiliser le courant.
Une entrée a une tension de seuil de 1,25 V (5ème broche ms), ce qui n'est pas avantageux pour les LED assez puissantes en raison des pertes de puissance. Par exemple, à un courant de 700mA (pour une LED de 3W), nous avons des pertes sur la résistance du capteur de courant de 1,25*0,7A=0,875W. Pour cette seule raison, le rendement théorique du convertisseur ne peut pas être supérieur à 3W/(3W+0,875W)=77%. Le vrai est de 60 %...70 %, ce qui est comparable aux stabilisateurs linéaires ou simplement aux résistances de limitation de courant.
La deuxième entrée du microcircuit a une tension de seuil de 0,3 V (7ème broche ms) et est conçue pour protéger le transistor intégré contre les surintensités.
Typiquement, voici comment ce microcircuit est utilisé : une entrée avec un seuil de 1,25 V - pour stabiliser la tension ou le courant, et une entrée avec un seuil de 0,3 V - pour protéger le microcircuit des surcharges.
Parfois, un amplificateur opérationnel supplémentaire est installé pour amplifier la tension du capteur de courant, mais nous n'envisagerons pas cette option en raison de la perte de la simplicité attrayante du circuit et de l'augmentation du coût du stabilisateur. Il sera plus simple de prendre un autre microcircuit...
Dans cette option, il est proposé d'utiliser une entrée avec une tension de seuil de 0,3V pour stabiliser le courant, et d'éteindre simplement l'autre, avec une tension de 1,25V.
Le schéma s'avère très simple. Pour faciliter la perception, les unités fonctionnelles du microcircuit lui-même sont représentées (Fig. 2). 
Figure 2
Objectif et sélection des éléments du circuit.
Diode D avec self L— les éléments de tout stabilisateur d'impulsions sont calculés respectivement pour le courant de charge requis et le mode continu du courant d'inductance.
Condensateurs Cmoi et Co– blocage à l’entrée et à la sortie. Le condensateur de sortie Co n'est pas fondamentalement nécessaire en raison des petites ondulations du courant de charge, en particulier pour les valeurs élevées de l'inductance de l'inductance ; il est donc dessiné sous forme de ligne pointillée et peut ne pas être présent dans le circuit réel.
Condensateur CT– réglage de la fréquence. Ce n’est pas non plus un élément fondamentalement nécessaire, il est donc représenté par une ligne pointillée.
Les fiches techniques du microcircuit indiquent une fréquence de fonctionnement maximale de 100 KHz, les paramètres du tableau montrent une valeur moyenne de 33 KHz et les graphiques montrant la dépendance de la durée des états ouvert et fermé de l'interrupteur sur la capacité de la fréquence- le condensateur de réglage affiche respectivement les valeurs minimales de 2 μs et 0,3 μs (avec une capacité de 10 pF).
Il s'avère que si l'on prend les dernières valeurs, alors la période est de 2μs+0,3μs=2,3μs, et c'est une fréquence de 435KHz.
Si l'on prend en compte le principe de fonctionnement du microcircuit - un déclencheur réglé par une impulsion d'oscillateur maître et réinitialisé par un comparateur de courant, il s'avère que cette ms est logique et que la logique a une fréquence de fonctionnement d'au moins plusieurs MHz. Il s'avère que les performances ne seront limitées que par les caractéristiques de vitesse du transistor clé. Et s'il ne fonctionnait pas à une fréquence de 400 KHz, les fronts avec désintégration des impulsions seraient retardés et l'efficacité serait très faible en raison des pertes dynamiques. Cependant, la pratique a montré que les microcircuits de différents fabricants démarrent bien et fonctionnent sans aucun condensateur de réglage de fréquence. Et cela a permis d'augmenter au maximum la fréquence de fonctionnement - jusqu'à 200 KHz - 400 KHz, selon le type de microcircuit et son fabricant. Les transistors clés du microcircuit maintiennent bien ces fréquences, puisque les montées d'impulsions ne dépassent pas 0,1 µs et les temps de chute ne dépassent pas 0,12 µs à une fréquence de fonctionnement de 380 KHz. Par conséquent, même à des fréquences aussi élevées, les pertes dynamiques dans les transistors sont assez faibles, et les principales pertes et échauffements sont déterminés par l'augmentation de la tension de saturation du transistor clé (0,5...1 V).
Résistance Rb limite le courant de base du transistor clé intégré. L'inclusion de cette résistance illustrée dans le schéma permet de réduire la puissance dissipée sur celle-ci et d'augmenter l'efficacité du stabilisateur. La chute de tension aux bornes de la résistance Rb est égale à la différence entre la tension d'alimentation, la tension de charge et la chute de tension aux bornes du microcircuit (0,9-2V).
Par exemple, avec une chaîne en série de 3 LED avec une chute de tension totale de 9...10 V et alimentée par une batterie (12-14 V), la chute de tension aux bornes de la résistance Rb ne dépasse pas 4 V.
En conséquence, les pertes sur la résistance Rb sont plusieurs fois inférieures à celles d'une connexion typique, lorsque la résistance est connectée entre la 8ème broche ms et la tension d'alimentation.
Il convient de garder à l'esprit que soit une résistance supplémentaire Rb est déjà installée à l'intérieur du microcircuit, soit la résistance de la structure clé elle-même est augmentée, soit la structure clé est conçue comme une source de courant. Cela découle du graphique de la dépendance de la tension de saturation de la structure (entre les broches 8 et 2) sur la tension d'alimentation à différentes résistances de la résistance de limitation Rb (Fig. 3).
Figure 3
En conséquence, dans certains cas (lorsque la différence entre les tensions d'alimentation et de charge est faible ou que des pertes peuvent être transférées de la résistance Rb au microcircuit), la résistance Rb peut être omise, connectant directement la broche 8 du microcircuit soit à la sortie, soit à la tension d'alimentation.
Et lorsque l'efficacité globale du stabilisateur n'est pas particulièrement importante, vous pouvez connecter les broches 8 et 1 du microcircuit entre elles. Dans ce cas, l'efficacité peut diminuer de 3 à 10 % en fonction du courant de charge.
Lors du choix de la valeur de la résistance Rb, il faut faire un compromis. Plus la résistance est faible, plus la tension d'alimentation initiale est faible, le mode de stabilisation du courant de charge commence, mais en même temps, les pertes sur cette résistance augmentent sur une large plage de changements de tension d'alimentation. En conséquence, l'efficacité du stabilisateur diminue avec l'augmentation de la tension d'alimentation.
Le graphique suivant (Fig. 4), à titre d'exemple, montre la dépendance du courant de charge sur la tension d'alimentation à deux valeurs différentes de la résistance Rb - 24 Ohm et 200 Ohm. On voit clairement qu'avec une résistance de 200 Ohm, la stabilisation disparaît à des tensions d'alimentation inférieures à 14 V (en raison d'un courant de base insuffisant du transistor clé). Avec une résistance de 24 Ohm, la stabilisation disparaît à une tension de 11,5 V.
Figure 4
Par conséquent, il est nécessaire de calculer soigneusement la résistance de la résistance Rb pour obtenir une stabilisation dans la plage requise de tensions d'alimentation. Surtout avec une alimentation par batterie, lorsque cette autonomie est petite et seulement quelques volts.
Résistance Rsc est un capteur de courant de charge. Le calcul de cette résistance ne présente pas de particularités. Vous devez uniquement tenir compte du fait que la tension de référence de l'entrée de courant du microcircuit diffère selon les fabricants. Le tableau ci-dessous montre les valeurs réelles de tension de référence mesurées de certains microcircuits.
| Ébrécher |
Producteur |
Référence U (V) |
| MC34063ACD | STMicroélectronique | |
| MC34063EBD | STMicroélectronique | |
| GS34063S | Semi-conducteur Globaltech | |
| SP34063A | Société Sipex | |
| MC34063A | Motorola | |
| AP34063N8 | Technologie analogique | |
| AP34063A | Anachip | |
| MC34063A | Fairchild |
Les statistiques sur la valeur de la tension de référence sont faibles, les valeurs données ne doivent donc pas être considérées comme une norme. Il faut juste garder à l’esprit que la valeur réelle de la tension de référence peut différer considérablement de la valeur indiquée dans la fiche technique.
Un écart aussi important dans la tension de référence est apparemment dû à l'objectif de l'entrée de courant - non pas à la stabilisation du courant de charge, mais à la protection contre les surcharges. Malgré cela, la précision du maintien du courant de charge dans la version ci-dessus est assez bonne.
À propos de la durabilité.
La puce MC34063 n'a pas la capacité d'introduire une correction dans le circuit du système d'exploitation. Initialement, la stabilité est obtenue par des valeurs accrues de l'inductance de l'inductance L et, en particulier, de la capacité du condensateur de sortie Co. Dans ce cas, un certain paradoxe apparaît - lorsque vous travaillez à des fréquences plus élevées, les pulsations requises de tension et de courant de charge peuvent être obtenues avec une faible inductance et capacité des éléments filtrants, mais en même temps le circuit peut être excité, c'est donc nécessaire d'installer une grande inductance et (ou) une grande capacité. En conséquence, les dimensions du stabilisateur sont surestimées.
Un paradoxe supplémentaire est que pour les stabilisateurs à commutation abaisseur, le condensateur de sortie n'est pas un élément fondamentalement nécessaire. Le niveau requis d'ondulation de courant (tension) peut être obtenu avec une seule self.
Vous pouvez obtenir une bonne stabilité du stabilisateur aux valeurs d'inductance requises ou réduites et, en particulier, de capacité du filtre de sortie en installant un circuit de correction RC supplémentaire Rf et Cf, comme le montre la figure 2.
La pratique a montré que la valeur optimale de la constante de temps de cette chaîne ne doit pas être inférieure à 1 KOhm*uF. Les valeurs des paramètres de chaîne tels qu'une résistance de 10KΩ et un condensateur de 0,1μF peuvent être considérées comme très pratiques.
Avec un tel circuit de correction, le stabilisateur fonctionne de manière stable sur toute la plage de tension d'alimentation, avec de faibles valeurs d'inductance (unités de μH) et de capacité (unités et fractions de μF) du filtre de sortie ou sans condensateur de sortie du tout.
Le mode PWM joue un rôle important dans la stabilité lorsqu'il est utilisé pour stabiliser l'entrée de courant du microcircuit.
La correction a permis à certains microcircuits qui auparavant ne voulaient pas du tout fonctionner normalement de fonctionner à des fréquences plus élevées.
Par exemple, le graphique suivant montre la dépendance de la fréquence de fonctionnement sur la tension d'alimentation du microcircuit MC34063ACD de STMicroelectronics avec une capacité de condensateur de réglage de fréquence de 100 pF.
Figure 5
Comme le montre le graphique, sans correction, ce microcircuit ne voulait pas fonctionner à des fréquences plus élevées, même avec une petite capacité du condensateur de réglage de fréquence. Changer la capacité de zéro à plusieurs centaines de pF n'a pas fondamentalement affecté la fréquence, et sa valeur maximale atteint à peine 100 KHz.
Après l'introduction de la chaîne de correction RfCf, ce même microcircuit (comme d'autres similaires) a commencé à fonctionner à des fréquences allant jusqu'à près de 300 KHz.
La dépendance ci-dessus peut peut-être être considérée comme typique pour la plupart des microcircuits, bien que les microcircuits de certaines entreprises fonctionnent à des fréquences plus élevées sans correction, et l'introduction de la correction a permis d'obtenir pour eux une fréquence de fonctionnement de 400 KHz à une tension d'alimentation de 12. .14V.
Le graphique suivant montre le fonctionnement du stabilisateur sans correction (Fig. 6).
Figure 6
Le graphique montre les dépendances du courant consommé (Ip), du courant de charge (In) et du courant de court-circuit de sortie (Isc) sur la tension d'alimentation pour deux valeurs de capacité du condensateur de sortie (Co) - 10 µF et 220 µF.
Il est clairement visible que l'augmentation de la capacité du condensateur de sortie augmente la stabilité du stabilisateur - les courbes brisées à une capacité de 10 μF sont provoquées par l'auto-excitation. À des tensions d'alimentation jusqu'à 16 V, il n'y a pas d'excitation ; elle apparaît à 16-18 V. Ensuite, une sorte de changement de mode se produit et à une tension de 24 V, un deuxième coude apparaît. Dans le même temps, la fréquence de fonctionnement change, ce qui est également visible dans le graphique précédent (Fig. 5) de la dépendance de la fréquence de fonctionnement à la tension d'alimentation (les deux graphiques ont été obtenus simultanément lors de l'examen d'un exemplaire du stabilisateur).
L'augmentation de la capacité du condensateur de sortie à 220 µF ou plus augmente la stabilité, en particulier aux faibles tensions d'alimentation. Mais cela n’élimine pas l’enthousiasme. Un fonctionnement plus ou moins stable du stabilisateur peut être obtenu avec une capacité du condensateur de sortie d'au moins 1 000 µF.
Dans ce cas, l'inductance de l'inductance a très peu d'effet sur l'ensemble, même s'il est évident que l'augmentation de l'inductance augmente la stabilité.
Les changements de fréquence de fonctionnement affectent la stabilité du courant de charge, ce qui est également visible sur le graphique. La stabilité globale du courant de sortie lorsque la tension d'alimentation change n'est pas non plus satisfaisante. Le courant peut être considéré comme relativement stable dans une plage assez étroite de tensions d'alimentation. Par exemple, lorsque vous travaillez sur batterie.
L'introduction de la chaîne de correction RfCf change radicalement le fonctionnement du stabilisateur.
Le graphique suivant montre le fonctionnement du même stabilisateur mais avec la chaîne de correction RfCf.
Figure 7
Il est clairement visible que le stabilisateur a commencé à fonctionner comme il se doit pour un stabilisateur de courant - les courants de charge et de court-circuit sont presque égaux et constants sur toute la plage de tensions d'alimentation. Dans ce cas, le condensateur de sortie a généralement cessé d'influencer le fonctionnement du stabilisateur. Désormais, la capacité du condensateur de sortie n'affecte que le niveau de courant d'ondulation et de tension de la charge et, dans de nombreux cas, le condensateur ne peut pas être installé du tout.
Ci-dessous, à titre d'exemple, sont données les valeurs d'ondulation du courant de charge à différentes capacités du condensateur de sortie Co. Les LED sont connectées 3 en série dans 10 groupes parallèles (30 pièces). Tension d'alimentation - 12V. Starter 47 µH.
Sans condensateur : courant de charge 226mA +-65mA ou 22,6mA +-6,5mA par LED.
Avec un condensateur 0,33uF : 226mA +-25mA ou 22,6mA +-2,5mA par LED.
Avec un condensateur de 1,5uF : 226mA +-5mA ou 22,6mA +-0,5mA par LED.
Avec un condensateur 10uF : 226mA +-2,5mA ou 22,6mA +-0,25mA par LED.
Autrement dit, sans condensateur, avec un courant de charge total de 226 mA, l'ondulation du courant de charge était de 65 mA, ce qui, pour une LED, donne un courant moyen de 22,6 mA et une ondulation de 6,5 mA.
On peut voir comment même une petite capacité de 0,33 μF réduit considérablement l'ondulation du courant. Dans le même temps, l’augmentation de la capacité de 1 µF à 10 µF a déjà peu d’effet sur le niveau d’ondulation.
Tous les condensateurs étaient en céramique, car les électrolytes conventionnels ou le tantale ne fournissent pas de niveaux d'ondulation même proches.
Il s'avère qu'un condensateur de 1 µF en sortie est tout à fait suffisant pour toutes les occasions. Augmenter la capacité à 10 µF avec un courant de charge de 0,2 à 0,3 A n'a guère de sens, car l'ondulation ne diminue plus de manière significative par rapport à 1 µF.
Si vous prenez une inductance avec une inductance plus élevée, vous pouvez vous passer de condensateur même à des courants de charge élevés et (ou) des tensions d'alimentation élevées.
L'ondulation de la tension d'entrée avec une alimentation 12V et la capacité du condensateur d'entrée Ci 10 μF ne dépasse pas 100 mV.
Capacités de puissance du microcircuit.
Le microcircuit MC34063 fonctionne normalement à une tension d'alimentation de 3V à 40V selon les fiches techniques (MS de STM - jusqu'à 50V) et jusqu'à 45V en réalité, fournissant un courant de charge jusqu'à 1A pour un boîtier DIP-8 et jusqu'à 0,75 A pour un package SO-8. En combinant la connexion série et parallèle des LED, vous pouvez construire une lampe avec une puissance de sortie de 3 V*20 mA=60 mW à 40 V*0,75...1A=30...40 W.
Compte tenu de la tension de saturation du transistor clé (0,5...0,8 V) et de la puissance admissible de 1,2 W dissipée par le boîtier du microcircuit, le courant de charge peut être augmenté jusqu'à 1,2 W/0,8 V = 1,5 A pour un DIP. -8 et jusqu'à 1A pour un boîtier SO-8.
Cependant, dans ce cas, un bon dissipateur thermique est requis, sinon la protection contre la surchauffe intégrée à la puce ne permettra pas de fonctionner à un tel courant.
Le soudage DIP standard du corps du microcircuit dans la carte ne fournit pas le refroidissement requis aux courants maximaux. Il est nécessaire de mouler les broches du boîtier DIP pour la version SMD, en retirant les extrémités fines des broches. La partie large restante des broches est pliée au ras de la base du boîtier et ensuite soudée sur la carte. Il est utile de positionner le circuit imprimé de manière à ce qu'il y ait une large zone sous le corps du microcircuit, et avant d'installer le microcircuit, vous devez appliquer un peu de pâte conductrice thermique sur sa base.
En raison des broches courtes et larges, ainsi que de l'ajustement serré du boîtier au polygone de cuivre du circuit imprimé, la résistance thermique du corps du microcircuit est réduite et il pourra dissiper un peu plus de puissance.
Pour le boîtier SO-8, l'installation d'un radiateur supplémentaire sous la forme d'une plaque ou d'un autre profilé directement sur le dessus du boîtier est utile.
D’une part, de telles tentatives visant à augmenter la puissance semblent étranges. Après tout, vous pouvez simplement passer à un autre microcircuit plus puissant ou installer un transistor externe. Et à des courants de charge supérieurs à 1,5 A, ce sera le seul la bonne décision. Cependant, lorsqu'un courant de charge de 1,3 A est requis, vous pouvez simplement améliorer la dissipation thermique et essayer d'utiliser une option moins chère et plus simple sur la puce MC34063.
L'efficacité maximale obtenue dans cette version du stabilisateur ne dépasse pas 90 %. Une augmentation supplémentaire du rendement est empêchée par l'augmentation de la tension de saturation du transistor clé - au moins 0,4...0,5V pour des courants allant jusqu'à 0,5A et 0,8...1V pour des courants de 1...1,5A. Par conséquent, l'élément chauffant principal du stabilisateur est toujours le microcircuit. Certes, un échauffement notable ne se produit qu'à la puissance maximale pour un cas particulier. Par exemple, un microcircuit dans un boîtier SO-8 chauffe jusqu'à 100 degrés avec un courant de charge de 1A et, sans dissipateur thermique supplémentaire, est éteint cycliquement par la protection contre la surchauffe intégrée. À des courants allant jusqu'à 0,5 A... 0,7 A, le microcircuit est légèrement chaud et à des courants allant de 0,3 à 0,4 A, il ne chauffe pas du tout.
À des courants de charge plus élevés, la fréquence de fonctionnement peut être réduite. Dans ce cas, les pertes dynamiques du transistor clé sont considérablement réduites. La perte de puissance globale et l'échauffement du boîtier sont réduits.
Les éléments externes qui affectent l'efficacité du stabilisateur sont la diode D, l'inductance L et les résistances Rsc et Rb. Par conséquent, la diode doit être sélectionnée avec une faible tension directe (diode Schottky) et l'inductance doit être sélectionnée avec la résistance de l'enroulement aussi faible que possible.
Vous pouvez réduire les pertes sur la résistance Rsc en réduisant la tension de seuil en choisissant un microcircuit du fabricant approprié. Cela a déjà été discuté plus tôt (voir le tableau au début).
Une autre option pour réduire les pertes sur la résistance Rsc consiste à introduire une polarisation supplémentaire à courant constant de la résistance Rf (cela sera montré plus en détail ci-dessous dans exemple spécifique stabilisateur).
La résistance Rb doit être soigneusement calculée, en essayant de la prendre avec autant de résistance que possible. Lorsque la tension d'alimentation évolue dans de larges limites, il est préférable de remplacer la résistance Rb par une source de courant. Dans ce cas, l'augmentation des pertes avec l'augmentation de la tension d'alimentation ne sera pas si forte.
Lorsque toutes les mesures ci-dessus sont prises, la part des pertes de ces éléments est 1,5 à 2 fois inférieure aux pertes sur le microcircuit.
Puisqu'une tension constante est fournie à l'entrée courant du microcircuit, proportionnelle uniquement au courant de charge, et non, comme d'habitude, une tension d'impulsion proportionnelle au courant du transistor clé (la somme des courants de charge et du condensateur de sortie) , l'inductance de l'inducteur n'affecte plus la stabilité de fonctionnement, puisqu'elle cesse d'être une chaîne de correction d'éléments (son rôle est joué par la chaîne RfCf). Seules l'amplitude du courant du transistor clé et l'ondulation du courant de charge dépendent de la valeur de l'inductance. Et comme les fréquences de fonctionnement sont relativement élevées, même avec de faibles valeurs d'inductance, l'ondulation du courant de charge est faible.
Cependant, en raison du transistor clé de puissance relativement faible intégré au microcircuit, l'inductance de l'inducteur ne doit pas être considérablement réduite, car cela augmente le courant de crête du transistor tandis que sa valeur moyenne reste la même et que la tension de saturation augmente. En conséquence, les pertes sur le transistor augmentent et le rendement global diminue.
C'est vrai, pas de façon spectaculaire - de quelques pour cent. Par exemple, le remplacement de l'inducteur de 12 µH à 100 µH a permis d'augmenter l'efficacité d'un des stabilisants de 86 % à 90 %.
D'autre part, cela permet, même à faibles courants de charge, de choisir une self à faible inductance, en s'assurant que l'amplitude du courant du transistor clé ne dépasse pas la valeur maximale autorisée pour le microcircuit, 1,5A.
Par exemple, avec un courant de charge de 0,2 A avec une tension de 9...10 V, une tension d'alimentation de 12...15 V et une fréquence de fonctionnement de 300 KHz, une self avec une inductance de 53 µH est requise. Dans ce cas, le courant d'impulsion du transistor clé du microcircuit ne dépasse pas 0,3A. Si nous réduisons l'inductance de l'inductance à 4 μH, alors avec le même courant moyen, le courant d'impulsion du transistor clé augmentera jusqu'à la valeur limite (1,5 A). Certes, l'efficacité du stabilisateur diminuera en raison de l'augmentation des pertes dynamiques. Mais peut-être que dans certains cas, il sera acceptable de sacrifier l'efficacité, mais d'utiliser un inducteur de petite taille avec une petite inductance.
Augmenter l'inductance de l'inducteur permet également d'augmenter courant maximum charge jusqu'à la valeur de courant maximale du transistor clé du microcircuit (1,5A).
À mesure que l'inductance de l'inductance augmente, la forme du courant du transistor de commutation passe de complètement triangulaire à complètement rectangulaire. Et comme l'aire du rectangle est 2 fois plus grande que l'aire du triangle (avec la même hauteur et la même base), la valeur moyenne du courant (et de la charge) du transistor peut être augmentée de 2 fois avec une constante amplitude des impulsions de courant.
Autrement dit, avec une forme d'impulsion triangulaire d'une amplitude de 1,5 A, le courant moyen du transistor et de la charge est :
où k est le rapport cyclique d'impulsion maximal égal à 0,9 pour un microcircuit donné.
De ce fait, le courant de charge maximum ne dépasse pas :
Entrée=1,5A/2*0,9=0,675A.
Et toute augmentation du courant de charge au-dessus de cette valeur entraîne un dépassement du courant maximum du transistor clé du microcircuit.
Par conséquent, toutes les fiches techniques de ce microcircuit indiquent un courant de charge maximum de 0,75 A.
En augmentant l'inductance de l'inductance pour que le courant du transistor devienne rectangulaire, on peut supprimer les deux de la formule du courant maximum et obtenir :
In=1,5A*k=1,5A*0,9=1,35A.
Il convient de garder à l'esprit qu'avec une augmentation significative de l'inductance de l'inducteur, ses dimensions augmentent également légèrement. Cependant, il s'avère parfois plus facile et moins coûteux d'augmenter le courant de charge en augmentant la taille de l'inductance plutôt que d'installer un transistor puissant supplémentaire.
Naturellement, avec les courants de charge requis supérieurs à 1,5 A, il n'y a aucun moyen d'installer un transistor supplémentaire (ou un autre microcircuit de contrôleur), et si vous êtes confronté à un choix : un courant de charge de 1,4 A ou un autre microcircuit, alors vous devrait d'abord essayer de résoudre le problème en augmentant l'inductance en augmentant la taille du papillon.
Les fiches techniques de la puce indiquent que le rapport cyclique maximum ne dépasse pas 6/7 = 0,857. En réalité, des valeurs de près de 0,9 sont obtenues même à des fréquences de fonctionnement élevées de 300 à 400 KHz. Aux fréquences plus basses (100-200 KHz), le rapport cyclique peut atteindre 0,95.
Par conséquent, le stabilisateur fonctionne normalement avec une petite différence de tension d'entrée-sortie.
Le stabilisateur fonctionne de manière intéressante lorsque les courants de charge sont inférieurs aux courants nominaux, en raison d'une diminution de la tension d'alimentation en dessous de celle spécifiée - le rendement est d'au moins 95 %...
Puisque le PWM n'est pas implémenté de manière classique (contrôle total de l'oscillateur maître), mais de manière « relais », à l'aide d'un déclencheur (démarrage par le générateur, réinitialisation par le comparateur), puis à un courant inférieur à celui nominal, une situation est possible lorsque le transistor clé cesse de se fermer. La différence entre les tensions d'alimentation et de charge est réduite à la tension de saturation du transistor de commutation, qui ne dépasse généralement pas 1 V à des courants allant jusqu'à 1 A et pas plus de 0,2 à 0,3 V à des courants allant jusqu'à 0,2 à 0,3 A. Malgré la présence de pertes statiques, il n'y en a pas de dynamiques et le transistor fonctionne presque comme un cavalier.
Même lorsque le transistor reste contrôlé et fonctionne en mode PWM, le rendement reste élevé du fait de la réduction du courant. Par exemple, avec une différence de 1,5 V entre la tension d'alimentation (10 V) et la tension aux bornes des LED (8,5 V), le circuit a continué à fonctionner (bien qu'à une fréquence réduite de moitié) avec un rendement de 95 %.
Les paramètres de courant et de tension pour ce cas seront indiqués ci-dessous lors de l'examen des circuits stabilisateurs pratiques.
Options de stabilisateur pratiques.
Il n’y aura pas beaucoup d’options, puisque la plus simple, répétitive options classiques selon la conception du circuit, ils ne permettent ni d'augmenter la fréquence ou le courant de fonctionnement, ni d'augmenter le rendement, ni d'obtenir une bonne stabilité. Pour cette raison, le plus Meilleure option le résultat en est un, dont le schéma fonctionnel a été montré sur la figure 2. Seules les valeurs nominales des composants peuvent changer en fonction des caractéristiques requises du stabilisateur.
La figure 8 montre un schéma de la version classique.
Figure 8
L'une des caractéristiques est qu'après avoir supprimé le courant du condensateur de sortie (C3) du circuit OS, il est devenu possible de réduire l'inductance de l'inductance. Pour le test, un ancien starter domestique sur une tige DM-3 avec 12 µH a été récupéré. Comme vous pouvez le constater, les caractéristiques du circuit se sont avérées plutôt bonnes.
Le désir d'augmenter l'efficacité a conduit au circuit illustré à la Fig. 9
Figure 9
Contrairement au circuit précédent, la résistance R1 n'est pas connectée à la source d'alimentation, mais à la sortie du stabilisateur. En conséquence, la tension aux bornes de la résistance R1 est devenue inférieure à la quantité de tension aux bornes de la charge. Avec le même courant qui le traverse, la puissance libérée diminue de 0,5 W à 0,15 W.
Dans le même temps, l'inductance de l'inducteur a été augmentée, ce qui augmente également l'efficacité du stabilisateur. En conséquence, l'efficacité a augmenté de plusieurs pour cent. Des nombres spécifiques sont indiqués dans le diagramme.
Autre trait caractéristique des deux derniers régimes. Le circuit de la figure 8 présente une très bonne stabilité du courant de charge lorsque la tension d'alimentation change, mais le rendement est plutôt faible. Le circuit de la figure 9, au contraire, a un rendement assez élevé, mais la stabilité du courant est médiocre - lorsque la tension d'alimentation passe de 12 V à 15 V, le courant de charge augmente de 0,27 A à 0,3 A.
Ceci n'est pas dû le bon choix résistance de la résistance R1, comme mentionné précédemment (voir Fig. 4). Étant donné que l'augmentation de la résistance R1, réduisant la stabilité du courant de charge, augmente l'efficacité, elle peut dans certains cas être utilisée. Par exemple, avec l'alimentation par batterie, lorsque les limites de changement de tension sont faibles et qu'un rendement élevé est plus pertinent.
Il convient de noter une certaine tendance.
De nombreux stabilisateurs ont été fabriqués (presque tous ont été utilisés pour remplacer les lampes à incandescence par des lampes à LED dans l'habitacle de la voiture), et même si des stabilisateurs étaient nécessaires de temps en temps, des microcircuits ont été extraits des cartes réseau défectueuses « Hubs » et « Commutateurs ». Malgré la différence entre les fabricants, presque tous les microcircuits ont permis d'obtenir des caractéristiques de stabilisation décentes même dans des circuits simples.
La seule puce que j'ai rencontrée était la GS34063S de Globaltech Semiconductor, qui ne souhaitait en aucun cas fonctionner à hautes fréquences.
Ensuite, plusieurs microcircuits MC34063ACD et MC34063EBD de STMicroelectronics ont été achetés, qui ont montré des résultats encore pires - ils ne fonctionnaient pas à des fréquences plus élevées, une mauvaise stabilité, une tension élevée du support du comparateur de courant (0,45-0,5 V), une mauvaise stabilisation du courant de charge avec un bon efficacité ou mauvaise efficacité avec une bonne stabilisation...
Peut-être que les mauvaises performances des microcircuits répertoriés s'expliquent par leur faible coût - les moins chers disponibles ont été achetés, puisque le microcircuit MC34063A (DIP-8) de la même société, retiré d'un commutateur défectueux, fonctionnait normalement. Certes, à une fréquence relativement basse - pas plus de 160 KHz.
Les microcircuits suivants, provenant d'équipements cassés, ont bien fonctionné :
Société Sipex (SP34063A),
Motorola (MC34063A),
Technologie analogique (AP34063N8),
Anachip (AP34063 et AP34063A).
Fairchild (MC34063A) - Je ne suis pas sûr d'avoir correctement identifié l'entreprise.
ON Semiconductor, Unisonic Technologies (UTC) et Texas Instruments - je ne m'en souviens pas, car j'ai commencé à m'intéresser à l'entreprise seulement après avoir été confronté à la réticence de certaines entreprises à travailler avec MS, et je n'ai pas spécifiquement acheté de microcircuits de ces sociétés.
Afin de ne pas jeter les microcircuits MC34063ACD et MC34063EBD achetés et peu performants auprès de STMicroelectronics, plusieurs expériences ont été réalisées, qui ont conduit au circuit présenté au tout début de la figure 2.
La figure 10 suivante montre un circuit pratique d'un stabilisateur avec un circuit de correction RfCf (dans ce circuit R3C2). La différence dans le fonctionnement du stabilisateur sans et avec chaîne de correction a déjà été discutée plus haut dans la section « Sur la stabilité » et des graphiques ont été présentés (Fig. 5, Fig. 6, Fig. 7).
Figure 10
Le graphique de la figure 7 montre que la stabilisation du courant est excellente sur toute la plage de tensions d'alimentation du microcircuit. La stabilité est très bonne – comme si PWM fonctionnait. La fréquence est assez élevée, ce qui permet d'utiliser des selfs de petite taille avec une faible inductance et d'éliminer complètement le condensateur de sortie. Bien que l'installation d'un petit condensateur puisse éliminer complètement l'ondulation du courant de charge. La dépendance de l'amplitude d'ondulation du courant de charge sur la capacité du condensateur a été discutée plus tôt dans la section « Sur la stabilité ».
Comme déjà mentionné, les microcircuits MC34063ACD et MC34063EBD de STMicroelectronics que j'ai reçus se sont avérés avoir une tension de référence surestimée du comparateur de courant - 0,45V-0,5V, respectivement, malgré la valeur indiquée dans la fiche technique de 0,25V-0,35V. De ce fait, à des courants de charge élevés, des pertes importantes se produisent sur la résistance du capteur de courant. Pour réduire les pertes, une source de courant a été ajoutée au circuit utilisant le transistor VT1 et la résistance R2. (Fig. 11).
Figure 11
Grâce à cette source de courant, un courant de polarisation supplémentaire de 33 μA traverse la résistance R3, donc la tension aux bornes de la résistance R3, même sans courant de charge, est de 33 μA * 10 KΩ = 330 mV. Étant donné que la tension de seuil de l'entrée de courant du microcircuit est de 450 mV, alors pour que le comparateur de courant fonctionne, la résistance du capteur de courant R1 doit avoir une tension de 450 mV-330 mV = 120 mV. Avec un courant de charge de 1A, la résistance R1 doit être à 0,12V/1A=0,12Ohm. Nous fixons la valeur disponible à 0,1 Ohm.
Sans stabilisateur de courant sur VT1, la résistance R1 devrait être sélectionnée au taux de 0,45 V/1 A = 0,45 Ohm, et la puissance y serait dissipée à 0,45 W. Or, au même courant, la perte sur R1 n'est que de 0,1 W
Cette option est alimentée par une batterie, courant de charge jusqu'à 1A, puissance 8-10W. Courant de court-circuit de sortie 1,1A. Dans ce cas, la consommation de courant diminue à 64 mA à une tension d'alimentation de 14,85 V, respectivement, la consommation électrique tombe à 0,95 W. Le microcircuit ne chauffe même pas dans ce mode et peut rester en mode court-circuit aussi longtemps qu'on le souhaite.
Les caractéristiques restantes sont indiquées dans le diagramme.
Le microcircuit est pris dans un boîtier SO-8 et son courant de charge est de 1A. Il fait très chaud (la température aux bornes est de 100 degrés !), il est donc préférable d'installer le microcircuit dans un boîtier DIP-8 converti pour le montage CMS, de réaliser de grands polygones et (ou) de proposer un dissipateur thermique.
La tension de saturation de la clé du microcircuit est assez élevée - presque 1 V pour un courant de 1 A, c'est pourquoi le chauffage est si élevé. Cependant, à en juger par la fiche technique du microcircuit, la tension de saturation du transistor clé à un courant de 1A ne doit pas dépasser 0,4 V.
Fonctions de services.
Malgré l'absence de capacités de service dans le microcircuit, elles peuvent être mises en œuvre indépendamment. En règle générale, un stabilisateur de courant LED nécessite d'éteindre et d'ajuster le courant de charge.
Allumé éteint
Le stabilisateur de la puce MC34063 est désactivé en appliquant une tension à la 3ème broche. Un exemple est présenté sur la figure 12. 
Figure 12
Il a été déterminé expérimentalement que lorsqu'une tension est appliquée à la 3ème broche du microcircuit, son oscillateur maître s'arrête et le transistor clé se ferme. Dans cet état, la consommation de courant du microcircuit dépend de son fabricant et ne dépasse pas le courant à vide spécifié dans la fiche technique (1,5-4 mA).
D'autres options pour désactiver le stabilisateur (par exemple, en appliquant une tension supérieure à 1,25 V à la 5ème broche) s'avèrent pires, car elles n'arrêtent pas l'oscillateur maître et le microcircuit consomme plus de courant que le contrôle au 3ème broche.
L'essence d'une telle gestion est la suivante.
Sur la 3ème broche du microcircuit se trouve une tension en dents de scie de charge et de décharge du condensateur de réglage de fréquence. Lorsque la tension atteint la valeur seuil de 1,25 V, la décharge du condensateur commence et le transistor de sortie du microcircuit se ferme. Cela signifie que pour désactiver le stabilisateur, vous devez appliquer une tension d'au moins 1,25 V à la 3ème entrée du microcircuit.
Selon les fiches techniques du microcircuit, le condensateur de synchronisation est déchargé avec un courant maximum de 0,26 mA. Cela signifie que lorsqu'une tension externe est appliquée à la 3ème broche via une résistance, pour obtenir une tension de commutation d'au moins 1,25 V, le courant traversant la résistance doit être d'au moins 0,26 mA. En conséquence, nous avons deux chiffres principaux pour calculer la résistance externe.
Par exemple, si la tension d'alimentation du stabilisateur est de 12...15 V, le stabilisateur doit être désactivé de manière fiable à la valeur minimale - à 12 V.
De ce fait, la résistance de la résistance supplémentaire se trouve à partir de l'expression :
R=(Up-Uvd1-1,25V)/0,26mA=(12V-0,7V-1,25V)/0,26mA=39KOhm.
Pour éteindre de manière fiable le microcircuit, sélectionnez une résistance inférieure à la valeur calculée. Dans le fragment du circuit Fig. 12, la résistance est de 27 KOhm. Avec cette résistance, la tension de coupure est d'environ 9V. Cela signifie que si la tension d'alimentation du stabilisateur est de 12 V, vous pouvez espérer éteindre le stabilisateur de manière fiable à l'aide de ce circuit.
Lors du contrôle du stabilisateur depuis un microcontrôleur, la résistance R doit être recalculée pour une tension de 5V.
La résistance d'entrée à la 3ème entrée du microcircuit est assez importante et toute connexion d'éléments externes peut affecter la formation d'une tension en dents de scie. Pour découpler les circuits de commande du microcircuit et maintenir ainsi la même immunité au bruit, la diode VD1 est utilisée.
Le stabilisateur peut être contrôlé soit en appliquant une tension constante à la borne gauche de la résistance R (Fig. 12), soit en court-circuitant le point de connexion entre la résistance R et la diode VD1 au corps (avec une tension constante présente à la borne gauche de la résistance R).
La diode Zener VD2 est conçue pour protéger l'entrée du microcircuit de la haute tension. À basse tension d'alimentation, cela n'est pas nécessaire.
Ajustement du courant de charge
Étant donné que la tension de référence du comparateur de courant à microcircuit est égale à la somme des tensions sur les résistances R1 et R3, en modifiant le courant de polarisation de la résistance R3, le courant de charge peut être ajusté (Fig. 11).
Deux options de réglage sont possibles : résistance variable et tension constante.
La figure 13 montre un fragment du schéma de la figure 11 avec les modifications nécessaires et les relations de conception qui vous permettent de calculer tous les éléments du circuit de commande.
Figure 13
Pour réguler le courant de charge avec une résistance variable, il faut remplacer la résistance constante R2 par un ensemble de résistances R2'. Dans ce cas, lorsque la résistance de la résistance variable change, la résistance totale de la résistance R2' changera entre 27...37 KOhm, et le courant de drain du transistor VT1 (et de la résistance R3) changera entre 1,3 V/27... 0,37KOhm=0,048...0,035mA. Dans ce cas, la tension de polarisation aux bornes de la résistance R3 variera entre 0,048...0,035mA*10KOhm=0,48...0,35V. Pour déclencher le comparateur de courant du microcircuit, la tension sur la résistance-capteur de courant R1 (Fig. 11) doit chuter de 0,45-0,48...0,35V=0...0,1V. Avec une résistance R1=0,1Ohm, une telle tension chutera à ses bornes lorsqu'un courant de charge la traversera dans la plage de 0…0,1V/0,1Ohm=0…1A.
Autrement dit, en modifiant la résistance variable R2’ entre 27 et 37 KOhm, nous pouvons réguler le courant de charge entre 0 et 1 A.
Pour réguler le courant de charge avec une tension constante, vous devez installer un diviseur de tension Rd1Rd2 dans la grille du transistor VT1. En utilisant ce diviseur, vous pouvez faire correspondre n'importe quelle tension de commande avec celle requise pour VT1.
La figure 13 montre toutes les formules nécessaires au calcul.
Par exemple, il est nécessaire de réguler le courant de charge entre 0 et 1 A en utilisant une variable de tension constante entre 0 et 5 V.
Pour utiliser le circuit stabilisateur de courant de la figure 11, nous installons un diviseur de tension Rd1Rd2 dans le circuit de grille du transistor VT1 et calculons les valeurs des résistances.
Initialement, le circuit est conçu pour un courant de charge de 1A, qui est défini par le courant de la résistance R2 et la tension de seuil du transistor à effet de champ VT1. Pour réduire le courant de charge à zéro, comme le montre l'exemple précédent, vous devez augmenter le courant de la résistance R2 de 0,034 mA à 0,045 mA. Avec une résistance constante de la résistance R2 (39KOhm), la tension à ses bornes doit varier entre 0,045…0,034mA*39KOhm=1,755…1,3V. Lorsque la tension de grille est nulle et que la tension de seuil du transistor VT2 est de 1,3 V, une tension de 1,3 V est fixée sur la résistance R2. Pour augmenter la tension sur R2 à 1,755 V, vous devez appliquer une tension constante de 1,755 V-1,3 V = 0,455 V à la porte VT1. Selon les conditions du problème, une telle tension à la grille doit être à une tension de commande de +5V. Après avoir réglé la résistance Rd2 à 100KOhm (pour minimiser le courant de commande), on trouve la résistance de la résistance Rd1 à partir du rapport Uу=Ug*(1+Rd2/Rd1) :
Rd1= Rd2/(Uу/Ug-1)=100KOhm/(5V/0,455V-1)=10KOhm.
Autrement dit, lorsque la tension de commande passe de zéro à +5 V, le courant de charge diminue de 1 A à zéro.
Complet schéma Un stabilisateur de courant 1A avec fonctions marche/arrêt et réglage du courant est illustré à la Fig. 14. La numérotation des nouveaux éléments poursuit ce qui a été commencé selon le schéma de la figure 11.
Figure 14
Le circuit n'a pas été testé dans le cadre de la figure 14. Mais le circuit selon la figure 11, sur la base duquel il a été créé, a été entièrement testé.
La méthode marche/arrêt présentée dans le schéma a été testée par prototypage. Les méthodes de contrôle actuelles n’ont jusqu’à présent été testées que par simulation. Mais comme les méthodes de réglage sont créées sur la base d'un stabilisateur de courant réellement éprouvé, lors du montage, il vous suffit de recalculer les valeurs des résistances pour qu'elles correspondent aux paramètres du transistor à effet de champ appliqué VT1.
Dans le circuit ci-dessus, les deux options de réglage du courant de charge sont utilisées - avec une résistance variable Rp et une tension constante de 0...5 V. Le réglage avec une résistance variable a été choisi légèrement différemment par rapport à la Fig. 12, ce qui a permis d'appliquer les deux options simultanément.
Les deux ajustements dépendent : le courant réglé dans un sens est le maximum pour l’autre. Si la résistance variable Rp est utilisée pour régler le courant de charge à 0,5 A, alors en ajustant la tension, le courant peut être modifié de zéro à 0,5 A. Et vice versa - un courant de 0,5 A, réglé par une tension constante, avec une résistance variable passera également de zéro à 0,5 A.
La dépendance du réglage du courant de charge par une résistance variable est exponentielle, donc pour obtenir un réglage linéaire, il est conseillé de sélectionner une résistance variable avec une dépendance logarithmique de la résistance sur l'angle de rotation.
À mesure que la résistance Rp augmente, le courant de charge augmente également.
La dépendance de la régulation du courant de charge par tension constante est linéaire.
Le commutateur SB1 allume ou éteint le stabilisateur. Lorsque les contacts sont ouverts, le stabilisateur est éteint, lorsque les contacts sont fermés, il est allumé.
Avec un contrôle entièrement électronique, la désactivation du stabilisateur peut être obtenue soit en appliquant une tension constante directement à la 3ème broche du microcircuit, soit au moyen d'un transistor supplémentaire. En fonction de la logique de contrôle requise.
Le condensateur C4 assure un démarrage progressif du stabilisateur. Lors de la mise sous tension, jusqu'à ce que le condensateur soit chargé, le courant du transistor à effet de champ VT1 (et de la résistance R3) n'est pas limité par la résistance R2, mais est égal au maximum pour le transistor à effet de champ activé en mode source de courant ( unités - dizaines de mA). La tension aux bornes de la résistance R3 dépasse le seuil de l'entrée de courant du microcircuit, le transistor clé du microcircuit est donc fermé. Le courant traversant R3 diminuera progressivement jusqu'à atteindre la valeur fixée par la résistance R2. À mesure que cette valeur se rapproche, la tension sur la résistance R3 diminue, la tension à l'entrée de protection de courant dépend de plus en plus de la tension sur la résistance du capteur de courant R1 et, par conséquent, du courant de charge. En conséquence, le courant de charge commence à augmenter de zéro à une valeur prédéterminée (par une résistance variable ou une tension de commande constante).
Circuit imprimé.
Vous trouverez ci-dessous les options pour la carte de circuit imprimé du stabilisateur (selon le schéma fonctionnel de la Fig. 2 ou de la Fig. 10 - une version pratique) pour différents boîtiers de puces (DIP-8 ou SO-8) et différentes selfs (standard, fabriquées en usine ou fait maison sur un anneau en fer pulvérisé). Le tableau a été dessiné dans le programme Sprint-Layout version 5 :
Toutes les options sont conçues pour l'installation d'éléments SMD de tailles standard de 0603 à 1206, en fonction de la puissance calculée des éléments. Le conseil d'administration dispose de sièges pour tous les éléments du circuit. Lors du dessoudage de la carte, certains éléments peuvent ne pas être installés (cela a déjà été évoqué ci-dessus). Par exemple, j'ai déjà complètement abandonné l'installation de condensateurs de réglage de fréquence C T et de sortie Co (Fig. 2). Sans condensateur de réglage de fréquence, le stabilisateur fonctionne à une fréquence plus élevée et le besoin d'un condensateur de sortie ne concerne que des courants de charge élevés (jusqu'à 1 A) et (ou) de petites inductances de l'inductance. Parfois, il est judicieux d'installer un condensateur de réglage de fréquence, réduisant ainsi la fréquence de fonctionnement et, par conséquent, les pertes de puissance dynamiques à des courants de charge élevés.
Toutes les fonctionnalités cartes de circuits imprimés n'ont pas et peuvent être fabriqués sur des PCB en aluminium simple face et double face. Lors de l'utilisation d'un PCB double face, le deuxième côté n'est pas gravé et sert de dissipateur thermique supplémentaire et (ou) de fil commun.
Lorsque vous utilisez la métallisation à l'arrière de la carte comme dissipateur thermique, vous devez percer un trou traversant près de la 8ème broche du microcircuit et souder les deux côtés avec un cavalier court en fil de cuivre épais. Si vous utilisez un microcircuit dans un boîtier DIP, alors le trou doit être percé contre la 8ème broche et lors de la soudure, utilisez cette broche comme cavalier, en soudant la broche des deux côtés de la carte.
Au lieu d'un cavalier, de bons résultats sont obtenus en installant un rivet en fil de cuivre d'un diamètre de 1,8 mm (une âme de câble d'une section de 2,5 mm2). Le rivet est placé immédiatement après la gravure de la planche - vous devez percer un trou d'un diamètre égal au diamètre du fil du rivet, insérer fermement un morceau de fil et le raccourcir pour qu'il ne dépasse pas du trou de plus de 1 mm, et rivetez-le soigneusement des deux côtés sur l'enclume avec un petit marteau. Côté pose, le rivet doit affleurer la planche afin que la tête saillante du rivet ne gêne pas le dessoudage des pièces.
Cela peut sembler un conseil étrange de réaliser un dissipateur thermique spécifiquement à partir de la 8ème broche du microcircuit, mais un crash test du cas d'un microcircuit défectueux a montré que toute sa partie puissance est située sur une large plaque de cuivre avec une sortie solide vers la 8ème broche du boîtier. Les broches 1 et 2 du microcircuit, bien que réalisées sous forme de barrettes, sont trop fines pour être utilisées comme dissipateur thermique. Toutes les autres bornes du boîtier sont connectées au cristal du microcircuit avec des cavaliers en fil fin. Il est intéressant de noter que tous les microcircuits ne sont pas conçus de cette façon. Plusieurs autres cas testés ont montré que le cristal est situé au centre et que les broches de la puce du microcircuit sont toutes identiques. Câblage - avec des cavaliers. Par conséquent, pour le vérifier, vous devez « démonter » plusieurs autres boîtiers de microcircuits...
Le dissipateur thermique peut également être constitué d'une plaque rectangulaire en cuivre (acier, aluminium) de 0,5 à 1 mm d'épaisseur dont les dimensions ne dépassent pas la carte. Lors de l'utilisation d'un boîtier DIP, la surface de la plaque n'est limitée que par la hauteur de l'inducteur. Vous devez mettre un peu de pâte thermique entre la plaque et le corps de la puce. Avec un boîtier SO-8, certaines pièces de montage (condensateurs et diode) peuvent parfois empêcher un ajustement serré de la plaque. Dans ce cas, à la place de la pâte thermique, il est préférable d'utiliser un joint en caoutchouc Nomakon d'épaisseur adaptée. Il est conseillé de souder la 8ème broche du microcircuit à cette plaque avec un fil de liaison.
Si la plaque de refroidissement est grande et bloque l'accès direct à la 8ème broche du microcircuit, vous devez alors d'abord percer un trou dans la plaque en face de la 8ème broche et souder d'abord un morceau de fil verticalement à la broche elle-même. Ensuite, faites passer le fil dans le trou de la plaque et appuyez-le contre le corps de la puce, soudez-les ensemble.
Un bon flux pour souder l'aluminium est désormais disponible, il est donc préférable d'en faire un dissipateur thermique. Dans ce cas, le dissipateur thermique peut être plié le long du profilé ayant la plus grande surface.
Pour obtenir des courants de charge allant jusqu'à 1,5 A, le dissipateur thermique doit être réalisé des deux côtés - sous la forme d'un polygone solide à l'arrière de la carte et sous la forme d'une plaque métallique pressée contre le corps de la puce. Dans ce cas, il est nécessaire de souder la 8ème broche du microcircuit à la fois au polygone situé au dos et à la plaque plaquée contre le boîtier. Pour augmenter l'inertie thermique du dissipateur thermique situé au dos de la carte, il est également préférable de le réaliser sous la forme d'une plaque soudée au polygone. Dans ce cas, il est pratique de placer la plaque de refroidissement sur le rivet au niveau de la 8ème broche du microcircuit, qui reliait auparavant les deux côtés de la carte. Soudez le rivet et la plaque et fixez-les par soudure à plusieurs endroits autour du périmètre de la carte.
À propos, lorsque vous utilisez une plaque à l'arrière de la carte, la carte elle-même peut être constituée d'un PCB en aluminium unilatéral.
Les inscriptions sur le tableau pour les désignations de position des éléments sont réalisées de la manière habituelle (tout comme les pistes imprimées), à l'exception des inscriptions sur les polygones. Ces derniers sont réalisés sur une couche de service blanche « F ». Dans ce cas, ces inscriptions sont obtenues par gravure.
Les fils d'alimentation et de LED sont soudés aux extrémités opposées de la carte selon les inscriptions : « + » et « - » pour l'alimentation, « A » et « K » pour les LED.
Lors de l'utilisation de la planche en version non gainée (après vérification et réglage), il est pratique de l'enfiler dans un morceau de gaine thermorétractable d'une longueur et d'un diamètre adaptés et de la chauffer avec un sèche-cheveux. Les extrémités du thermorétractable qui n'ont pas encore refroidi doivent être serties avec une pince au plus près des bornes. Le thermorétractable pressé à chaud se colle et forme un boîtier presque hermétique et assez durable. Les bords sertis sont collés si étroitement que lorsque vous essayez de les séparer, le thermorétractable se brise tout simplement. Parallèlement, si une réparation ou un entretien est nécessaire, les zones serties se décollent lorsqu'elles sont réchauffées au sèche-cheveux, sans même laisser de traces de sertissage. Avec une certaine habileté, vous pouvez étirer le thermorétractable encore chaud avec une pince à épiler et en retirer soigneusement la planche. De ce fait, le thermorétractable conviendra au réemballage du carton.
S'il est nécessaire de sceller complètement le panneau, après avoir compressé le tampon thermique, ses extrémités peuvent être remplies de tampon thermique. Pour renforcer le « boîtier », vous pouvez mettre deux couches de thermorétractable sur la planche. Bien qu'une couche soit assez durable.
Programme de calcul du stabilisateur
Pour calculer et évaluer rapidement les éléments du circuit, un tableau avec des formules a été dessiné dans le programme EXCEL. Pour plus de commodité, certains calculs sont pris en charge par le code VBA. Le fonctionnement du programme a été testé uniquement sous Windows XP :
Lorsque vous exécutez le fichier, une fenêtre peut apparaître vous avertissant de la présence de macros dans le programme. Vous devez sélectionner la commande « Ne pas désactiver les macros ». Sinon, le programme démarrera et effectuera même un recalcul à l'aide des formules écrites dans les cellules du tableau, mais certaines fonctions seront désactivées (vérification de l'exactitude de la saisie, possibilité d'optimisation, etc.).
Après avoir démarré le programme, une fenêtre apparaîtra demandant : « Restaurer toutes les données d'entrée par défaut ? » Dans laquelle vous devez cliquer sur le bouton « Oui » ou « Non ». Si vous sélectionnez « Oui », toutes les données d'entrée pour le calcul seront définies par défaut, à titre d'exemple. Toutes les formules de calcul seront également mises à jour. Si vous sélectionnez "Non", les données d'entrée utiliseront les valeurs enregistrées lors de la session précédente.
Fondamentalement, vous devez sélectionner le bouton « Non », mais si vous ne souhaitez pas enregistrer les résultats du calcul précédent, vous pouvez sélectionner « Oui ». Parfois, si vous entrez trop de données d'entrée incorrectes, une sorte de dysfonctionnement ou supprimez accidentellement le contenu d'une cellule avec une formule, il est plus facile de quitter le programme et de le réexécuter en répondant à la question « Oui ». C'est plus facile que de rechercher et de corriger les erreurs et de prescrire à nouveau des formules perdues.
Le programme est une feuille de calcul Excel classique avec trois tableaux distincts ( Des données d'entrée , Sortir , Résultats du calcul ) et circuit stabilisateur.
Les deux premiers tableaux contiennent le nom du paramètre saisi ou calculé, son symbole court (il est également utilisé dans les formules pour plus de clarté), la valeur du paramètre et l'unité de mesure. Dans le troisième tableau, les noms sont omis car inutiles, puisque le but de l'élément est visible directement dans le diagramme. Les valeurs des paramètres calculés sont marquées en jaune et ne peuvent pas être modifiées indépendamment, puisque des formules sont écrites dans ces cellules.
À la table " Des données d'entrée » les données initiales sont saisies. L'utilité de certains paramètres est expliquée dans les notes. Toutes les cellules contenant des données d'entrée doivent être remplies, car elles participent toutes au calcul. L'exception est la cellule avec le paramètre « Ondulation du courant de charge (Inp) » - elle peut être vide. Dans ce cas, l'inductance de l'inducteur est calculée en fonction de la valeur minimale du courant de charge. Si vous définissez la valeur du courant d'ondulation de charge dans cette cellule, l'inductance de l'inductance est calculée en fonction de la valeur d'ondulation spécifiée.
Certains paramètres peuvent différer selon les fabricants de puces, par exemple la valeur de la tension de référence ou la consommation de courant. Pour obtenir des résultats de calcul plus fiables, vous devez fournir des données plus précises. Pour ce faire, vous pouvez utiliser la deuxième feuille du fichier (« Chips »), qui contient la liste principale des différents paramètres. Connaissant le fabricant de la puce, vous pouvez trouver des données plus précises.
Dans la table " Sortir » des résultats de calcul intermédiaires intéressants sont trouvés. Les formules utilisées pour les calculs peuvent être consultées en sélectionnant la cellule avec la valeur calculée. Une cellule avec le paramètre « Facteur de remplissage maximum (dmax) » peut être mise en surbrillance dans l'une des deux couleurs suivantes : vert et rouge. La cellule est mise en surbrillance en vert lorsque la valeur du paramètre est acceptable et en rouge lorsque la valeur maximale autorisée est dépassée. Dans la note de cellule, vous pouvez lire quelles données d'entrée doivent être modifiées pour les corriger.
Le document AN920-D, qui décrit cette puce plus en détail, indique que la valeur maximale du cycle de service de la puce MC34063 ne peut pas dépasser 0,857, sinon les limites de contrôle pourraient ne pas coïncider avec celles spécifiées. C'est cette valeur qui est prise comme critère d'exactitude du paramètre obtenu dans le calcul. Certes, la pratique a montré que la valeur réelle du facteur de remplissage peut être supérieure à 0,9. Apparemment, cet écart s’explique par une inclusion « non standard ».
Le résultat des calculs sont les valeurs des éléments passifs du circuit, résumées dans le troisième tableau" Résultats du calcul" . Les valeurs obtenues peuvent être utilisées lors de l'assemblage du circuit stabilisateur.
Parfois, il est utile d'ajuster les valeurs obtenues à votre convenance, par exemple lorsque la valeur obtenue de la résistance, de la capacité du condensateur ou de l'inductance de l'inductance ne coïncide pas avec la valeur standard. Il est également intéressant de voir comment la modification des valeurs de certains éléments affecte les caractéristiques globales du circuit. Cette fonctionnalité est implémentée dans le programme.
A droite du tableau " Résultats du calcul" Il y a un carré à côté de chaque paramètre. Lorsque vous cliquez avec le bouton gauche de la souris sur le carré sélectionné, un « oiseau » apparaît, marquant le paramètre qui nécessite une sélection. Dans ce cas, le surlignage jaune est supprimé du champ avec la valeur, ce qui signifie que vous pouvez sélectionner indépendamment la valeur de ce paramètre. Et dans le tableau " Des données d'entrée" Les paramètres qui changent sont surlignés en rouge. C'est-à-dire qu'un recalcul inverse est effectué - la formule est écrite dans une cellule du tableau des données d'entrée et le paramètre de calcul est la valeur du tableau " Résultats du calcul" .
Par exemple, en plaçant un « oiseau » en face de l’inductance de l’inducteur dans le tableau « Résultats du calcul" , vous pouvez voir que le paramètre « Courant de charge minimum » du tableau « est surligné en rouge Des données d'entrée ».
Lorsque l'inductance change, certains paramètres du tableau changent également " Sortir ", par exemple, "Courant maximum d'inductance et de commutateur (I_Lmax)". De cette manière, vous pouvez sélectionner une self avec l'inductance minimale dans la gamme et les dimensions standard, sans dépasser le courant maximum du transistor clé du microcircuit, mais en « sacrifiant » la valeur du courant de charge minimum. Dans le même temps, vous pouvez voir que la valeur du condensateur de sortie Co a également augmenté pour compenser l’augmentation de l’ondulation du courant de charge.
Après avoir sélectionné l'inductance et vous être assuré que les autres paramètres dépendants ne dépassent pas les limites dangereuses, supprimez la coche à côté du paramètre d'inductance, sécurisant ainsi le résultat obtenu avant de modifier d'autres paramètres affectant l'inductance de l'inductance. D’ailleurs, dans le tableau « Résultats du calcul" les formules sont restituées, et dans le tableau " Des données d'entrée" , au contraire, sont supprimés.
De la même manière, vous pouvez sélectionner d'autres paramètres du tableau " Résultats du calcul" . Cependant, vous devez garder à l'esprit que les paramètres de presque toutes les formules se chevauchent, donc si vous souhaitez modifier tous les paramètres de ce tableau en même temps, une fenêtre d'erreur peut apparaître avec un message concernant les références croisées.
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Basique Caractéristiques MC34063
- Large gamme de tensions d'entrée : de 3 V à 40 V ;
- Courant d'impulsion de sortie élevé : jusqu'à 1,5 A ;
- Tension de sortie réglable ;
- Fréquence du convertisseur jusqu'à 100 kHz ;
- Précision de référence interne : 2 % ;
- Limitation du courant de court-circuit ;
- Faible consommation en mode veille.
- Source de tension de référence 1,25 V ;
- Comparateur comparant la tension de référence et le signal d'entrée de l'entrée 5 ;
- Générateur d'impulsions réinitialisant le déclencheur RS ;
- Élément ET combinant les signaux du comparateur et du générateur ;
- Déclencheur RS éliminant la commutation haute fréquence des transistors de sortie ;
- Transistor pilote VT2, dans le circuit émetteur-suiveur, pour amplifier le courant ;
- Le transistor de sortie VT1 fournit un courant jusqu'à 1,5 A.
Convertisseur élévateur MC34063
Par exemple, j'ai utilisé cette puce pour obtenir une alimentation 12 V pour le module d'interface à partir d'un port USB d'un ordinateur portable (5 V), de sorte que le module d'interface fonctionnait lorsque l'ordinateur portable était en marche ; il n'avait pas besoin de sa propre alimentation sans interruption.Il est également judicieux d'utiliser le circuit intégré pour alimenter les contacteurs, qui nécessitent une tension plus élevée que les autres parties du circuit.
Bien que le MC34063 soit produit depuis longtemps, sa capacité à fonctionner sur 3 V lui permet d'être utilisé dans des stabilisateurs de tension alimentés par des batteries au lithium.
Regardons un exemple de convertisseur boost tiré de la documentation. Ce circuit est conçu pour une tension d'entrée de 12 V, une tension de sortie de 28 V à un courant de 175 mA.
- C1 – 100 µF 25 V ;
- C2 – 1 500 pF ;
- C3 – 330 µF 50 V ;
- DA1-MC34063A ;
- L1 – 180 µH ;
- R1 – 0,22 ohms ;
- R2 – 180 ohms ;
- R3 – 2,2 kOhms ;
- R4 – 47 kOhms ;
- VD1-1N5819.
Convertisseur Buck sur MC34063
Réduire la tension est beaucoup plus facile - il existe un grand nombre de stabilisateurs de compensation qui ne nécessitent pas d'inductances et nécessitent moins d'éléments externes, mais pour un convertisseur d'impulsions, il y a du travail lorsque la tension de sortie est plusieurs fois inférieure à la tension d'entrée, ou à la conversion l’efficacité est tout simplement importante.La documentation technique fournit un exemple de circuit avec une tension d'entrée de 25 V et une tension de sortie de 5 V à un courant de 500 mA.
- C1 – 100 µF 50 V ;
- C2 – 1 500 pF ;
- C3 – 470 µF 10 V ;
- DA1-MC34063A ;
- L1 – 220 µH ;
- R1 – 0,33 ohms ;
- R2 – 1,3 kOhms ;
- R3 – 3,9 kOhms ;
- VD1-1N5819.
Circuit convertisseur inverseur MC34063
Le troisième schéma est moins fréquemment utilisé que les deux premiers, mais n’en est pas moins pertinent. Des mesures de tension précises ou une amplification des signaux audio nécessitent souvent une alimentation bipolaire, et le MC34063 peut aider à fournir des tensions négatives.La documentation fournit un circuit qui permet de convertir une tension de 4,5 .. 6,0 V en une tension négative de -12 V avec un courant de 100 mA.
- C1 – 100 µF 10 V ;
- C2 – 1 500 pF ;
- C3 – 1 000 µF 16 V ;
- DA1-MC34063A ;
- L1 – 88 µH ;
- R1 – 0,24 ohms ;
- R2 – 8,2 kOhms ;
- R3 – 953 ohms ;
- VD1-1N5819.
Analogues de la puce MC34063
Si le MC34063 est destiné à des applications commerciales et a une plage de températures de fonctionnement de 0 à 70°C, alors son MC33063 entièrement analogique peut fonctionner dans une plage commerciale de -40 à 85°C.Plusieurs fabricants produisent du MC34063, d'autres fabricants de puces produisent des analogues complets : AP34063, KS34063. Même l'industrie nationale a produit un analogue complet K1156EU5, et bien que l'achat de ce microcircuit soit un gros problème maintenant, vous pouvez trouver de nombreux schémas de méthodes de calcul spécifiquement pour le K1156EU5, qui sont applicables au MC34063.
Si vous avez besoin de développer un nouvel appareil et que le MC34063 semble parfaitement adapté, vous devez alors faire attention aux analogues plus modernes, par exemple : NCP3063.
Il y a quelque temps, j'ai déjà publié une revue dans laquelle je montrais comment créer un stabilisateur PWM à l'aide de KREN5. Ensuite, j'ai mentionné l'un des contrôleurs de convertisseur DC-DC les plus courants et probablement les moins chers. Microcircuit MC34063.
Aujourd'hui, je vais essayer de compléter l'avis précédent.
En général, ce microcircuit peut être considéré comme obsolète, mais il jouit néanmoins d'une popularité bien méritée. Principalement à cause du prix bas. Je les utilise encore parfois dans mes différents métiers.
C’est d’ailleurs pour cela que j’ai décidé de m’acheter une centaine de ces petites choses. Ils m'ont coûté 4 dollars, maintenant chez le même vendeur, ils coûtent 3,7 dollars le cent, soit seulement 3,7 cents chacun.
On peut les trouver moins chers, mais je les ai commandés en kit avec d'autres pièces (avis d'un chargeur pour batterie lithium et d'un stabilisateur de courant pour lampe torche). Il y a aussi un quatrième composant, que j'ai commandé là-bas, mais nous en reparlerons une autre fois.
Eh bien, je vous ai probablement déjà ennuyé avec la longue introduction, alors je vais passer à la critique.
Je vous préviens tout de suite, il y aura beaucoup de photos.
Le tout était livré dans des sacs, enveloppés dans du papier bulle. Un tel groupe :) 
Les microcircuits eux-mêmes sont soigneusement emballés dans un sac avec un loquet et un morceau de papier portant le nom y est collé. C’est écrit à la main, mais je ne pense pas qu’il y aura de problèmes pour reconnaître l’inscription. 
Ces microcircuits sont produits par différents fabricants et sont également étiquetés différemment.
MC34063
KA34063
UCC34063
Etc.
Comme vous pouvez le constater, seules les premières lettres changent, les chiffres restent inchangés, c'est pourquoi on l'appelle généralement simplement 34063.
J'ai eu les premiers, MC34063. 
La photo est à côté du même mikruha, mais d'un autre fabricant.
Celui sous revue se démarque par des marquages plus clairs. 
Je ne sais pas ce qu’on peut voir d’autre, je vais donc passer à la deuxième partie de la revue, celle pédagogique.
Les convertisseurs DC-DC sont utilisés dans de nombreux endroits ; il est désormais probablement difficile de trouver un appareil électronique qui n'en est pas équipé.
Il existe trois schémas de conversion principaux, tous décrits dans le document 34063, ainsi que dans son application, et dans un autre.
Tous les circuits décrits ne disposent pas d'isolation galvanique. De plus, si vous examinez attentivement les trois circuits, vous remarquerez qu'ils sont très similaires et diffèrent par l'échange de trois composants, l'inductance, la diode et l'interrupteur d'alimentation.
Tout d’abord, le plus courant.
Convertisseur PWM abaisseur ou abaisseur.
Il est utilisé là où il est nécessaire de réduire la tension, et ce avec une efficacité maximale.
La tension d'entrée est toujours supérieure à la tension de sortie, généralement d'au moins 2 à 3 volts ; plus la différence est grande, mieux c'est (dans des limites raisonnables).
Dans ce cas, le courant à l’entrée est inférieur à celui à la sortie.
Cette conception de circuit est souvent utilisée sur les cartes mères, bien que les convertisseurs y soient généralement multiphasés et à redressement synchrone, mais l'essence reste la même, abaisseur.
Dans ce circuit, l'inductance accumule de l'énergie lorsque la clé est ouverte, et une fois la clé fermée, la tension aux bornes de l'inductance (en raison de l'auto-induction) charge le condensateur de sortie. 
Le schéma suivant est utilisé un peu moins fréquemment que le premier.
On le trouve souvent dans les Power-banks, où une tension de batterie de 3 à 4,2 Volts produit un 5 Volts stabilisé.
En utilisant un tel circuit, vous pouvez obtenir plus de 5 Volts, mais il faut garder à l'esprit que plus la différence de tension est grande, plus il est difficile pour le convertisseur de travailler.
Il y a aussi une particularité peu agréable à cette solution : la sortie ne peut pas être désactivée « par logiciel ». Ceux. La batterie est toujours connectée à la sortie via une diode. De plus, en cas de court-circuit, le courant sera limité uniquement par la résistance interne de la charge et de la batterie.
Pour se protéger contre cela, des fusibles ou un interrupteur d'alimentation supplémentaire sont utilisés.
Tout comme la dernière fois, lorsque l'interrupteur d'alimentation est ouvert, l'énergie est d'abord accumulée dans l'inducteur ; une fois la clé fermée, le courant dans l'inducteur change de polarité et, additionné à la tension de la batterie, va à la sortie via la diode.
La tension de sortie d'un tel circuit ne peut pas être inférieure à la tension d'entrée moins la chute de diode.
Le courant à l'entrée est supérieur à celui à la sortie (parfois de manière significative). 
Le troisième schéma est assez rarement utilisé, mais ce serait une erreur de ne pas l'envisager.
Ce circuit a une tension de sortie de polarité opposée à celle de l'entrée.
C'est ce qu'on appelle un convertisseur inverseur.
En principe, ce circuit peut augmenter ou diminuer la tension par rapport à l'entrée, mais en raison des particularités de la conception du circuit, il n'est souvent utilisé que pour des tensions supérieures ou égales à l'entrée.
L'avantage de cette conception de circuit est la possibilité de couper la tension de sortie en fermant l'interrupteur d'alimentation. Le premier schéma peut également le faire.
Comme dans les schémas précédents, l'énergie est accumulée dans l'inducteur et, après avoir fermé l'interrupteur d'alimentation, elle est fournie à la charge via une diode connectée en inverse. 
Lorsque j’ai conçu cette revue, je ne savais pas ce qu’il serait préférable de choisir comme exemple.
Il existait des options pour créer un convertisseur abaisseur pour PoE ou un convertisseur élévateur pour alimenter une LED, mais d'une manière ou d'une autre, tout cela était inintéressant et complètement ennuyeux.
Mais il y a quelques jours, un ami m'a appelé et m'a demandé de l'aider à résoudre un problème.
Il était nécessaire d'obtenir une tension de sortie stabilisée, que l'entrée soit supérieure ou inférieure à la sortie.
Ceux. J'avais besoin d'un convertisseur Buck-Boost.
La topologie de ces convertisseurs est appelée (Convertisseur à inductance primaire asymétrique).
Quelques autres bons documents sur cette topologie. , .
Le circuit de ce type de convertisseur est sensiblement plus complexe et contient un condensateur et une inductance supplémentaires. 
C'est comme ça que j'ai décidé de le faire
Par exemple, j'ai décidé de réaliser un convertisseur capable de produire du 12 Volts stabilisé lorsque l'entrée fluctue de 9 à 16 Volts. Certes, la puissance du convertisseur est faible, puisque la clé intégrée du microcircuit est utilisée, mais la solution est tout à fait réalisable.
Si vous rendez le circuit plus puissant, installez un transistor à effet de champ supplémentaire, des selfs pour un courant plus élevé, etc. alors un tel circuit peut aider à résoudre le problème de l'alimentation d'un disque dur de 3,5 pouces dans une voiture.
En outre, de tels convertisseurs peuvent aider à résoudre le problème de l'obtention, déjà devenu populaire, d'une tension de 3,3 volts à partir d'une batterie au lithium dans la plage de 3 à 4,2 volts.
Mais d’abord, transformons le diagramme conditionnel en diagramme principal. 
Après cela, nous le transformerons en trace ; nous ne sculpterons pas tout sur le circuit imprimé. 
Eh bien, je vais ensuite sauter les étapes décrites dans l'un de mes tutoriels, dans lequel j'ai montré comment fabriquer un circuit imprimé.
Le résultat était une petite planche, les dimensions de la planche étaient de 28x22,5, l'épaisseur après scellement des pièces était de 8 mm. 
J'ai déterré toutes sortes de pièces différentes dans la maison.
J'ai eu des étranglements dans l'une des critiques.
Il y a toujours des résistances.
Les condensateurs étaient partiellement présents et partiellement retirés de divers appareils.
Celui en céramique de 10 µF a été retiré d'un ancien disque dur (on les trouve également sur les cartes des moniteurs), celui en aluminium SMD a été extrait d'un vieux CD-ROM. 
J'ai soudé l'écharpe et le résultat est soigné. J'aurais dû prendre une photo sur une boîte d'allumettes, mais j'ai oublié. Les dimensions du plateau sont environ 2,5 fois plus petites qu'une boîte d'allumettes. 
Le tableau est plus proche, j'ai essayé de ranger le tableau plus étroitement, il n'y a pas beaucoup d'espace libre.
Une résistance de 0,25 Ohm est formée en quatre résistances de 1 Ohm en parallèle sur 2 niveaux. 
Il y a beaucoup de photos, donc je les mets sous spoiler
J'ai vérifié dans quatre plages, mais par hasard, il s'est avéré qu'il y en avait cinq, je n'ai pas résisté, mais j'ai simplement pris une autre photo.
Je n'avais pas de résistance 13K, j'ai dû la souder à 12, donc la tension de sortie est quelque peu sous-estimée.
Mais comme j'ai fabriqué la carte simplement pour tester le microcircuit (c'est-à-dire que cette carte elle-même n'a plus aucune valeur pour moi) et écrire une critique, je n'ai pas pris la peine.
La charge était une lampe à incandescence, le courant de charge était d'environ 225 mA
Entrée 9 Volts, sortie 11,45 
L'entrée est de 11 Volts, la sortie est de 11,44. 
L'entrée est de 13 volts, la sortie est toujours la même 11,44 
L'entrée est de 15 Volts, la sortie est à nouveau de 11,44. :) 
Après cela, j'ai pensé à le terminer, mais comme le schéma indiquait une plage allant jusqu'à 16 Volts, j'ai décidé de vérifier à 16.
A l'entrée 16h28, à la sortie 11h44 
Depuis que je me suis procuré un oscilloscope numérique, j'ai décidé de prendre des oscillogrammes.
Je les ai aussi cachés sous le spoiler, car il y en a pas mal
C'est bien sûr un jouet, la puissance du convertisseur est ridicule, bien qu'utile.
Mais j'en ai acheté quelques autres pour un ami sur Aliexpress.
Peut-être que cela sera utile à quelqu'un. 
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Très souvent, la question se pose de savoir comment obtenir la tension requise pour un circuit d'alimentation, en disposant d'une source avec une tension différente de celle requise. Ces tâches sont divisées en deux : quand : vous devez réduire ou augmenter la tension jusqu'à une valeur donnée. Cet article considérera la première option.
En règle générale, vous pouvez utiliser un stabilisateur linéaire, mais il entraînera d'importantes pertes de puissance, car il convertira la différence de tension en chaleur. C'est ici que les convertisseurs d'impulsions viennent à la rescousse. Nous présentons à votre attention un convertisseur simple et compact basé sur le MC34063.
Cette puce est très polyvalente, elle peut mettre en œuvre des convertisseurs abaisseur, élévateur et inverseur avec un courant interne maximum allant jusqu'à 1,5 A. Mais cet article ne traite que du convertisseur abaisseur, le reste sera abordé plus tard.
Les dimensions du convertisseur résultant sont de 21x17x11 mm. De telles dimensions ont été obtenues grâce à l'utilisation conjointe de pièces en plomb et en CMS. Le convertisseur ne contient que 9 parties.
Les pièces du circuit sont conçues pour 5 V avec une limite de courant de 500 mA, avec une ondulation de 43 kHz et 3 mV. La tension d'entrée peut aller de 7 à 40 volts.
Le diviseur de résistance sur R2 et R3 est responsable de la tension de sortie ; si vous les remplacez par une résistance d'ajustement d'environ 10 kOhm, vous pouvez alors définir la tension de sortie requise. La résistance R1 est chargée de limiter le courant. Le condensateur C1 et la bobine L1 sont responsables de la fréquence d'ondulation et le condensateur C3 est responsable du niveau d'ondulation. La diode peut être remplacée par 1N5818 ou 1N5820. Pour calculer les paramètres du circuit, il existe une calculatrice spéciale - http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml, où il vous suffit de définir les paramètres requis, elle peut également calculer les circuits et les paramètres des deux types de convertisseurs non pris en compte.
2 circuits imprimés ont été réalisés : à gauche - avec un diviseur de tension sur un diviseur de tension composé de deux résistances de taille standard 0805, à droite - avec une résistance variable 3329H-682 6,8 kOhm. La puce MC34063 est dans un boîtier DIP, en dessous se trouvent deux condensateurs au tantale de taille standard - D. Le condensateur C1 est de taille standard 0805, une diode de sortie, une résistance de limitation de courant R1 - un demi-watt, à faibles courants, inférieur à 400 mA, vous pouvez installer une résistance de puissance inférieure. Inductance CW68 22uH, 960mA.
Formes d'onde d'ondulation, limite R = 0,3 Ohm
Ces oscillogrammes montrent des ondulations : à gauche - sans charge, à droite - avec une charge en forme de téléphone portable, limitant une résistance de 0,3 Ohm, en bas avec la même charge, mais limitant une résistance de 0,2 Ohm.
Forme d'onde d'ondulation, limite R = 0,2 Ohm
Les caractéristiques prises (tous les paramètres n'ont pas été mesurés), avec une tension d'entrée de 8,2 V.
Cet adaptateur a été conçu pour recharger un téléphone portable et alimenter des circuits numériques en voyage.
L'article montrait une carte avec une résistance variable comme diviseur de tension, j'y ajouterai le circuit correspondant, la différence avec le premier circuit réside uniquement dans le diviseur.