Wprowadźmy termin „wskaźnik jakości”:

(20)

Wartość M można odczytać z rys. 12, który pokazuje typową charakterystykę transmisji FET z kanałem p.

Nachylenie krzywej przy U z.i =0 jest równe Smax. Jeśli styczna w punkcie U z.i =0 będzie kontynuowana aż do przecięcia się z osią odciętych, wówczas odetnie odcinek U ots /M na tej osi. Łatwo to wykazać na podstawie (20):

(21)

W konsekwencji M jest miarą nieliniowości charakterystyki przepływu tranzystora polowego. B pokazuje, że przy wytwarzaniu tranzystorów polowych metodą dyfuzyjną M = 2.

Znajdźmy wartość prądu I c0, korzystając z wyrażenia (21):

Podstawiając jego wartość do (19), otrzymujemy:

Jeśli we wzorze (1) wstawimy R i >>R n, to wzmocnienie napięciowe dla obwodu ze wspólnym źródłem

(23)

Podstawiając wartość wzmocnienia (23) do wyrażenia (22) otrzymujemy:

(24)

Z zależności (24) można wyciągnąć następujący wniosek: przy danym napięciu zasilania wzmocnienie kaskady jest odwrotnie proporcjonalne do napięcia odcięcia tranzystora polowego. Zatem dla tranzystorów polowych wytwarzanych metodą dyfuzyjną M = 2 i przy U ots1 = 1,5 V (KP103E), U ots2 = 7 V (KP103M), napięciu zasilania 12,6 V i U c = 7 V, współczynniki wzmocnienia kaskad wynosi odpowiednio 7,5 i 1,6. Wzmocnienie kaskady z PT1 wzrasta jeszcze bardziej, jeśli zwiększając rezystancję obciążenia R n, U c zmniejsza się do 1,6 V. Należy zauważyć, że w tym przypadku przy stałym napięciu zasilania E p tranzystor o niskim transkonduktancja może zapewnić większe wzmocnienie napięcia niż tranzystor o wyższej transkonduktancji (ze względu na wyższą rezystancję obciążenia).

W przypadku małej rezystancji obciążenia Rн zaleca się stosowanie tranzystorów polowych o wysokim napięciu odcięcia, aby uzyskać większe wzmocnienie (ze względu na wzrost S).

W przypadku tranzystorów o niskim napięciu odcięcia zmiana prądu drenu od temperatury jest znacznie mniejsza niż w przypadku tranzystorów o wysokim napięciu odcięcia, dlatego wymagania dotyczące stabilizacji punktu pracy są mniejsze. Przy polaryzacji bramki, która ustawia współczynnik temperaturowy prądu drenu na zero, tranzystory o niższym napięciu odcięcia mają wyższy prąd drenu niż tranzystor o wyższym napięciu odcięcia. Ponadto, ponieważ napięcie polaryzacji bramki (przy zerowym współczynniku temperaturowym) drugiego tranzystora jest wyższe, tranzystor będzie działał w trybie, w którym większy wpływ ma nieliniowość jego charakterystyki.

Dla danego napięcia zasilania tranzystory FET o niskim napięciu odcięcia zapewniają większy zakres dynamiki. Przykładowo z dwóch tranzystorów o napięciu odcięcia 0,8 i 5 V przy napięciu zasilania 15 V i maksymalnej rezystancji obciążenia obliczonej z zależności (18) na wyjściu pierwszego można uzyskać dwukrotnie większą amplitudę sygnału wyjściowego (określane jako różnica pomiędzy E p i U ots), równe 14,2 V, natomiast w drugim już tylko 10 V. Różnica we wzmocnieniu będzie jeszcze bardziej widoczna, jeśli E p zostanie zmniejszone. Tak więc, jeśli napięcie zasilania zostanie zmniejszone do 5 V, wówczas podwójna amplituda napięcia wyjściowego pierwszego tranzystora wyniesie 4,2 V, ale wykorzystanie drugiego tranzystora do tych celów jest prawie niemożliwe.

ZNIEkształcenia nieliniowe we wzmacniaczach

Ilość zniekształceń nieliniowych występujących we wzmacniaczach prądu stałego zależy od wielu parametrów obwodu: polaryzacji, napięcia roboczego, rezystancji obciążenia, poziomu sygnału wejściowego, charakterystyki tranzystorów polowych.

Po przyłożeniu napięcia sinusoidalnego U 1 sinωt na wejście wzmacniacza ze wspólnym źródłem można zapisać chwilową wartość całkowitego napięcia w obwodzie bramka-źródło

U z.i = E cm + U 1 sinωt

gdzie E cm jest zewnętrznym napięciem polaryzacji przyłożonym do bramki.

Biorąc pod uwagę kwadratową zależność prądu drenu od napięcia bramki (1), chwilowa wartość ic będzie równa:

(24a)

Otwierając nawiasy w równaniu (24a) otrzymujemy szczegółowe wyrażenie na prąd drenu:

Z wyrażenia (24b) wynika, że ​​sygnał wyjściowy wraz ze składową stałą i pierwszą harmoniczną zawiera drugą harmoniczną częstotliwości sygnału wejściowego.

Zniekształcenie nieliniowe określa się jako stosunek wartości skutecznej wszystkich harmonicznych do wartości skutecznej harmonicznej podstawowej w sygnale wyjściowym. Korzystając z tej definicji, z wyrażenia (24b) znajdujemy współczynnik harmoniczny, wyrażający (E cm -U ots) do I c0:

(24 V)

Wyrażenie (24c) daje jedynie przybliżony wynik, ponieważ rzeczywiste charakterystyki przepływu PT różnią się od opisanych wyrażeniem (1).

Aby uzyskać minimalne zniekształcenia nieliniowe, konieczne jest:

Utrzymuj wartość U c.i na tyle dużą, aby przy maksymalnym spadku sygnału wyjściowego warunek był spełniony

U s.i ≥(1,5...3)U s.i.

Nie należy pracować przy napięciach bramki-drenu bliskich przebicia;
- wybierz odpowiednio dużą rezystancję obciążenia.

Na ryc. 16, c pokazuje obwód, w którym tranzystor polowy pracuje z dużym R n, co zapewnia niskie zniekształcenia i duże wzmocnienie. Drugi tranzystor polowy T2 służy tutaj jako rezystancja obciążenia. Obwód ten zapewnia wzmocnienie napięcia o około 40 dB przy zasilaniu E = 9 V.

Wybór typu tranzystora FET zapewniającego najmniejsze zniekształcenia zależy od poziomu sygnału wejściowego, napięcia zasilania i wymaganej szerokości pasma. Przy dużym poziomie sygnału wyjściowego i znacznej szerokości pasma pożądany jest PT z dużym Uref. Przy niskim poziomie sygnału wejściowego lub niskim napięciu zasilania preferowane są PT o niskim Us.

ZYSKAJ STABILIZACJĘ

Wzmocnienie ULF na PT, podobnie jak na innych elementach aktywnych, podlega wpływowi różnych czynników destabilizujących, pod wpływem których zmienia swoją wartość. Jednym z tych czynników są zmiany temperatury otoczenia. Do zwalczania tych zjawisk stosuje się na ogół te same metody, co w obwodach opartych na tranzystorach bipolarnych: wykorzystują one ujemne sprzężenie zwrotne zarówno w prądzie, jak i napięciu, obejmując jedną lub więcej kaskad oraz wprowadzają do obwodu elementy zależne od temperatury.

W tranzystorze polowym ze złączem p-n pod wpływem temperatury prąd bramki spolaryzowany zaporowo zmienia się wykładniczo, zmieniają się także prąd drenu i transkonduktancja.

Wpływ zmiany prądu bramki I g na wzmocnienie można osłabić poprzez zmniejszenie rezystancji rezystora R g w obwodzie bramki. Aby zmniejszyć wpływ zmian prądu drenu, podobnie jak w przypadku tranzystorów bipolarnych, można zastosować ujemne sprzężenie zwrotne DC (rys. 13a).

Przyjrzyjmy się bliżej niektórym sposobom zmniejszenia wpływu zmian nachylenia S na wzmocnienie.

W trybie wzmocnienia słabego sygnału wzmocnienie nieskompensowanego stopnia tranzystora polowego spada wraz ze wzrostem temperatury. Na przykład wzmocnienie obwodu z rys. 13, a, równe 13,5 w 20° C, zmniejsza się do 12 w +60° C. Spadek ten wynika przede wszystkim ze zmiany temperatury nachylenia tranzystora polowego. Parametry polaryzacji, takie jak prąd drenu I s, napięcie bramka-źródło U g.i i napięcie źródło-dren U c.i zmieniają się nieznacznie ze względu na istniejące sprzężenie zwrotne DC.

Ryż. 13. Obwody wzmacniające ze stabilizacją wzmocnienia.

a - nieskompensowana kaskada; b - skompensowany stopień wzmocnienia; c - skompensowany stopień wzmocnienia z OOS; g -charakterystyka przejściowa.

Włączając kilka zwykłych diod w obwód ujemnego sprzężenia zwrotnego między bramką a źródłem (ryc. 13, b), można ustabilizować wzmocnienie wzmacniacza bez wprowadzania dodatkowych stopni. Wraz ze wzrostem temperatury napięcie przewodzenia każdej diody maleje, co z kolei prowadzi do spadku napięcia U c.i.

Doświadczalnie wykazano, że powstająca zmiana napięcia przesuwa punkt pracy w taki sposób, że nachylenie S jest w miarę stabilne w pewnych granicach zmian temperatury (rys. 13, d). Na przykład wzmocnienie wzmacniacza zgodnie z obwodem na ryc. 13, b, równa 11, praktycznie zachowuje swoją wartość w zakresie zmian temperatury 20-60 ° C (K i zmiany tylko o 1%).

Wprowadzenie ujemnego sprzężenia zwrotnego pomiędzy bramką a źródłem (ryc. 13, c) zmniejsza wzmocnienie, ale zapewnia lepszą stabilność. Wzmocnienie wzmacniacza zgodnie ze schematem na ryc. 13, c, równe 9, praktycznie nie zmienia się przy zmianie temperatury od 20 do 60°.

Starannie dobierając punkt pracy i liczbę diod, wzmocnienie można stabilizować z dokładnością do 1% w zakresie temperatur do 100°C.

REDUKCJA WPŁYWU POJEMNOŚCI WEJŚCIOWEJ PT NA WŁAŚCIWOŚCI CZĘSTOTLIWOŚCI WZMACNIACZY

Dla obserwatora źródła pokazanego na ryc. 11, a, zgodnie z jego obwodem zastępczym (ryc. 11, b), stałą czasową obwodu wejściowego można określić z wystarczającą dokładnością do praktycznych obliczeń w następujący sposób:

τ in = R g [C g + C z.s + C z.i (1 - K i)], (25)

gdzie R g i C g to parametry źródła sygnału.

Z wyrażenia (25) wynika, że ​​stała czasowa obwodu wejściowego jest bezpośrednio zależna od pojemności C z.s i C z.i, a pojemność Cz.i pod wpływem ochrony środowiska jest zmniejszana o (1-K i ) razy.

Jednak uzyskanie wzmocnienia napięcia bliskiego jedności (w celu wyeliminowania wpływu pojemności C si) w konwencjonalnym obwodzie wtórnika źródła jest obarczone trudnościami związanymi z niskim napięciem przebicia tranzystora polowego. Tak więc na tranzystorze polowym KP102E z maksymalny prąd dren I c0 = 0,5 mA, przy maksymalnym nachyleniu 0,7 mA/V, aby uzyskać wzmocnienie napięciowe 0,98, należy zastosować rezystancję R n = 65 kOhm. Przy I c0 = 0,5 mA spadek napięcia na rezystancji R n wyniesie około 32,5 V, a napięcie zasilania powinno być od tego napięcia co najmniej o wartość U ots, czyli E p = 35 V.

Aby uniknąć konieczności stosowania wysokiego napięcia zasilania w celu uzyskania wzmocnienia bliskiego jedności, w praktyce często stosuje się kombinowane obwody wtórne oparte na tranzystorach polowych i bipolarnych.

Na ryc. 14 a przedstawia obwód kombinowany zarówno ze względu na rodzaj zastosowanych w nim tranzystorów, jak i obwód ich połączenia, zwany wtórnikiem źródła z łączem śledzącym. Drenaż tranzystora polowego T1 jest podłączony do bazy tranzystora bipolarnego T2, z którego kolektora sygnał doprowadzony jest do zacisku źródłowego tranzystora polowego w przeciwfazie z sygnałem wejściowym. Wybierając rezystory R5 i R6, można uzyskać napięcie sygnału u źródła równe napięciu wejściowemu, eliminując w ten sposób wpływ pojemności C.

Rezystor R1 zainstalowany w obwodzie polaryzacji bramki jest podłączony do źródła tranzystora T1 poprzez kondensator C2 o dużej pojemności. Efektywna rezystancja w obwodzie polaryzacji jest określona przez rezystancję rezystora R 1 i współczynnik sprzężenia zwrotnego, tak że

(35)

gdzie U i jest amplitudą sygnału u źródła tranzystora T1.

Ryż. 14. Obwody wzmacniaczy o zmniejszonej pojemności wejściowej.

a - obserwujący źródło z linkiem śledzącym; b - o zmniejszonej pojemności C z.s; c - obserwator źródła z obciążeniem dynamicznym.

Dla dużych wartości β tranzystora bipolarnego T2 wzmocnienie obwodu można w przybliżeniu oszacować za pomocą następującego wyrażenia:

(36)

Jeżeli wzmacniacz przeznaczony jest do pracy w niskich częstotliwościach, to rezystor R6 można ominąć kondensatorem C3 (pokazany linią przerywaną na rys. 14a); w tym przypadku górną granicę częstotliwości określa wyrażenie

(37)

Powyżej omówiliśmy metodę zmniejszania wpływu pojemności bramki-źródła C na charakterystykę częstotliwościową wzmacniacza poprzez uzyskanie wzmocnienia bliskiego jedności na wtórniku źródła. Wpływ pojemności C z.s pozostał niezmieniony.

Dalszą poprawę charakterystyki częstotliwościowej wzmacniaczy można osiągnąć poprzez osłabienie statycznej pojemności bramkowo-drenowej w obwodzie wejściowym obwodu.

Aby zmniejszyć wpływ pojemności między bramką a drenem, można zastosować metodę podobną do opisanej powyżej, aby zmniejszyć wpływ pojemności C g.i. tj. zmniejszyć napięcie sygnału na kondensatorze. Na schemacie pokazanym na ryc. 14, b, wpływ pojemności C z.s jest zmniejszony tak bardzo, że pojemność wejściowa kaskady jest prawie całkowicie określona przez rozmieszczenie części w obwodzie i pojemność instalacji.

Pierwszy stopień tranzystora T1 ma małe obciążenie w obwodzie drenu i jest wtórnikiem źródłowym dla sygnału pobieranego ze źródła. Sygnał wyjściowy jest podawany do wspólnego stopnia kolektora, który wykorzystuje tranzystor bipolarny.

Aby zmniejszyć wpływ pojemności C 3.s, sygnał ze stopnia wyjściowego (wtórnik emitera) jest podawany przez kondensator C2 do drenu tranzystora T1 w fazie z sygnałem wejściowym. Aby zwiększyć efekt kompensacji, należy podjąć działania mające na celu zwiększenie współczynnika transmisji pierwszego stopnia. Osiąga się to poprzez przyłożenie sygnału z wtórnika emitera do rezystora polaryzacji R3. W rezultacie napięcie przyłożone do drenu staje się większe, a ujemne sprzężenie zwrotne staje się bardziej skuteczne. Ponadto zwiększenie współczynnika transmisji pierwszego stopnia dodatkowo zmniejsza wpływ pojemności C z.i.

Jeśli nie zastosujesz wymienionych metod zmniejszania pojemności bramki, wówczas pojemność wejściowa z reguły jest dość znacząca (dla tranzystora KP103 wynosi 20-25 pF). W rezultacie możliwe jest zmniejszenie pojemności wejściowej do 0,4-1 pF.

Popychacz źródła z obciążeniem dynamicznym (na podstawie materiałów Yu. I. Głuszkowa i V. N. Semenowa), objęty sprzężeniem zwrotnym śledzenia do drenu, pokazano na ryc. 14, ok. Za pomocą takiego obwodu można wyeliminować wpływ wzmocnienia statycznego tranzystora polowego μ na współczynnik transmisji wtórnika źródłowego, a także zmniejszyć pojemność C g.s. Tranzystor T2 pełni rolę stabilnego generatora prądu, ustalając prąd w obwodzie źródłowym tranzystora polowego T1. Tranzystor T3 jest obciążeniem dynamicznym w obwodzie drenu tranzystora polowego zasilanego prądem przemiennym. Parametry obserwującego źródła:

EKONOMICZNE VLF

Deweloper staje czasami przed zadaniem stworzenia ekonomicznych wzmacniaczy niskiej częstotliwości działających z zasilacza niskiego napięcia. W takich wzmacniaczach można zastosować tranzystory polowe o niskim napięciu odcięcia U otc i prądzie nasycenia I c0; Obwody te mają niewątpliwą przewagę nad obwodami lampowymi i tranzystorami bipolarnymi.

O wyborze punktu pracy w ekonomicznych wzmacniaczach z tranzystorami polowymi decyduje warunek uzyskania minimalnych strat mocy. Aby to zrobić, wybiera się napięcie polaryzacji U c.i prawie równe napięciu odcięcia, podczas gdy prąd drenu dąży do zera. Tryb ten zapewnia minimalne nagrzewanie się tranzystora, co prowadzi do niskich prądów upływowych bramki i wysokiej rezystancji wejściowej. Wymagane wzmocnienie przy niskich prądach drenu osiąga się poprzez zwiększenie rezystancji obciążenia.

W ekonomicznych wzmacniaczach niskiej częstotliwości szeroko stosowany jest obwód kaskadowy pokazany na ryc. 10, ur. W tym obwodzie na rezystancji w obwodzie źródłowym generowane jest napięcie polaryzacji, które wytwarza ujemne sprzężenie zwrotne prądu, które stabilizuje tryb pod wpływem wahań temperatury i zmian parametrów.

Możemy zaproponować następującą procedurę obliczania ekonomicznych kaskad ULF wykonanych według rys. 10, ur.

1. Na podstawie warunku uzyskania minimalnego rozproszenia mocy dobieramy tranzystor polowy o niskim napięciu odcięcia U ots i prądzie nasycenia I c0.
2. Wybierz punkt pracy tranzystora polowego za pomocą prądu I c (jednostki - dziesiątki mikroamperów).
3. Biorąc pod uwagę, że przy napięciu polaryzacji zbliżonym do napięcia odcięcia, prąd drenu można w przybliżeniu określić za pomocą wyrażenia

Rc ≈ U ots /R i (38)

rezystancja obwodu źródłowego

Ri ≈ U ots /I i (39)

4. Na podstawie wymaganego wzmocnienia znajdujemy R n. Od zysku

(40)

następnie, zaniedbując efekt bocznikowy rezystancji różnicowej dren-źródło R i i zastępując zamiast S jego wartość uzyskaną przez różniczkowanie wyrażenia na prąd drenu w (40), otrzymujemy:

(41)

Z ostatniego wyrażenia znajdujemy wymaganą rezystancję obciążenia:

(42)

Na tym kończą się obliczenia wzmacniacza i podczas procesu regulacji podawane są jedynie wartości rezystorów R n i R i.

Na ryc. Rysunek 15 pokazuje praktyczny schemat ekonomicznego wzmacniacza niskiej częstotliwości działającego z czujnika pojemnościowego (na przykład z hydrofonu piezoceramicznego).

Ze względu na niski prąd polaryzacji wzmacniacza wyjściowego, składającego się z dwóch tranzystorów T2 i T3, straty mocy całego przedwzmacniacza wynoszą 13 μW. Przedwzmacniacz pobiera prąd o natężeniu 10 µA przy napięciu zasilania 1,35 V.

Ryż. 15. Schemat ekonomiczny wzmacniacz.

Impedancja wejściowa przedwzmacniacza jest określona przez rezystancję rezystora R1. Rzeczywistą rezystancję wejściową tranzystora polowego można pominąć, ponieważ jest ona o rząd wielkości większa niż rezystancja rezystora R1.

W trybie małosygnałowym stopień wejściowy przedwzmacniacza jest odpowiednikiem obwodu wspólnego źródła, podczas gdy obwody polaryzacji są zaprojektowane jak obwód wtórnika źródła.

Tranzystor polowy zastosowany w tym obwodzie musi mieć małe napięcie odcięcia Uots i mały prąd drenu I c0 przy napięciu bramki U z.i = 0.

Przewodność kanału tranzystora polowego T1 zależy od prądu drenu, a ponieważ ten ostatni jest nieznaczny, przewodność jest również mała. Dlatego rezystancja wyjściowa obwodu wspólnego źródła jest określona przez rezystancję rezystora R2. Zgodnie z impedancją wyjściową wzmacniacza wynosi 4 kOhm, wzmocnienie napięcia wynosi 5 (14 dB).

KASKADY ULF Z OBCIĄŻENIEM DYNAMICZNYM

Tranzystory polowe ułatwiają realizację obwodów wzmacniaczy niskiej częstotliwości przy obciążeniach dynamicznych. W porównaniu do stopnia wzmocnienia reostatycznego, w którym rezystancja obciążenia jest stała, wzmacniacz z obciążeniem dynamicznym charakteryzuje się większym wzmocnieniem napięciowym.

Schemat ideowy wzmacniacza z obciążeniem dynamicznym pokazano na ryc. 16, o.

Element aktywny, tranzystor polowy T2, służy jako rezystancja dynamiczna obciążenia drenu tranzystora polowego T1, którego rezystancja wewnętrzna zależy od amplitudy sygnału na drenie tranzystora T1. Tranzystor T1 jest podłączony do wspólnego obwodu źródła, a T2 jest podłączony do wspólnego obwodu drenu. W przypadku prądu stałego oba tranzystory są połączone szeregowo.

Ryż. 16. Schematy ideowe wzmacniaczy z obciążeniami dynamicznymi.

a - na dwóch PT; b - na PT i tranzystorze bipolarnym; c - z minimalną liczbą szczegółów.

Sygnał wejściowy Uin doprowadzany jest do bramki tranzystora polowego T1 i usuwany ze źródła tranzystora T2.

Kaskada wzmacniająca (ryc. 16, a) może służyć jako standardowa przy konstruowaniu wzmacniaczy wielostopniowych. W przypadku stosowania tranzystorów polowych typu KP103Zh kaskada ma następujące parametry:

Należy zauważyć, że stosując tranzystory FET o niskim napięciu odcięcia, możliwe jest uzyskanie większego wzmocnienia napięciowego niż przy zastosowaniu tranzystorów FET o wysokim napięciu odcięcia. Wyjaśnia to fakt, że PT z niskim napięciem odcięcia ma wyższą rezystancję wewnętrzną (dynamiczną) niż PT z wysokim napięciem odcięcia.

Jako rezystancję dynamiczną można również zastosować zwykły tranzystor bipolarny. W tym przypadku wzmocnienie napięciowe jest nawet nieco większe niż przy zastosowaniu tranzystora polowego przy obciążeniu dynamicznym (ze względu na większe R i). Ale w tym przypadku wzrasta liczba części potrzebnych do zbudowania stopnia wzmacniającego przy obciążeniu dynamicznym. Schemat ideowy takiej kaskady pokazano na ryc. 16, b, a jego parametry są zbliżone do parametrów poprzedniego wzmacniacza pokazanego na ryc. 16, o.

Aby uzyskać duże wzmocnienie w niskoszumowych ULF przy niskim napięciu zasilania, należy stosować wzmacniacze z obciążeniami dynamicznymi.

Na ryc. 16, c pokazuje stopień wzmocnienia z obciążeniem dynamicznym, w którym liczba części jest zredukowana do minimum, a obwód ten zapewnia wzmocnienie do 40 dB przy niskim poziomie hałasu. Wzmocnienie napięcia dla tego obwodu można wyrazić wzorem

(43)

gdzie Smax1 jest transkonduktancją tranzystora T1; R i1, R i2 to odpowiednio rezystancje dynamiczne tranzystorów T1 i T2.

ULF NA CHIPSACH

Mikroukład typu K2UE841 jest jednym z pierwszych mikroukładów liniowych opanowanych przez naszą branżę. Jest to wzmacniacz dwustopniowy z głębokim ujemnym sprzężeniem zwrotnym (wtórnikiem), montowany na tranzystorach polowych. Mikroukłady tego typu są szeroko stosowane jako stopnie wejściowe czułych wzmacniaczy szerokopasmowych, jako stopnie zdalne podczas przesyłania sygnałów kablem, w obwodach filtrów aktywnych i innych obwodach wymagających dużej impedancji wejściowej i niskiej wyjściowej oraz stabilnego współczynnika transmisji.

Schemat obwodu takiego wzmacniacza pokazano na ryc. 17, a; metody włączania mikroukładu pokazano na ryc. 17, b, c, d.

Rezystor R3 jest zawarty w obwodzie w celu ochrony tranzystora wyjściowego przed przeciążeniami w przypadku zwarcia na wyjściu. Nieznacznie zmniejszając sprzężenie zwrotne (na ryc. 17, w R oс pokazanym linią przerywaną), można uzyskać współczynnik transmisji równy jedności lub nieco większy.

Rezystancję wejściową wzmacniaczy można znacznie zwiększyć (10-100 razy), jeśli do obwodu bramki zostanie dostarczone sprzężenie zwrotne przez kondensator C (pokazany linią przerywaną na ryc. 17, c). W tym przypadku impedancja wejściowa wzmacniacza jest w przybliżeniu równa:

R w = R h / (1-K u),

gdzie K i jest współczynnikiem transmisji przemiennika.

Podstawowe parametry elektryczne wzmacniaka przedstawiają się następująco:

Przemysł opanował produkcję hybrydowych mikroukładów filmowych serii K226, które są niskoszumowymi wzmacniaczami niskiej częstotliwości z tranzystorem polowym na wejściu. Ich głównym celem jest wzmacnianie słabych sygnałów prądu przemiennego z czujników o dużej rezystancji wewnętrznej.

Ryż. 17. Układ K24E841.

a - schemat ideowy; b - obwód z jednym zasilaczem o napięciu 12,6 V; c - obwód z dwoma zasilaczami o napięciu +-6,3 V; d - obwód z jednym zasilaczem o napięciu -6,3 V.

Mikroukłady wykonane są na podłożu szklano-ceramicznym w technologii folii hybrydowej z wykorzystaniem tranzystorów polowych i bipolarnych.

Mikroukłady wzmacniaczy niskiej częstotliwości są podzielone na grupy według wzmocnienia i poziomu szumu (tabela 1). Wygląd a wymiary całkowite pokazane są na rys. 18.

Schematy obwodów wzmacniaczy pokazano na rys. 19, a, b i 20, a, b oraz schematy ich połączeń pokazano na ryc. 21, a, d. Po włączeniu mikroukładów zgodnie ze schematami na ryc. 21, aib, rezystancja wejściowa wzmacniaczy jest równa rezystancji rezystora zewnętrznego R i. Aby zwiększyć rezystancję wejściową (do 30 MOhm lub więcej), konieczne jest zastosowanie obwodów pokazanych na ryc. 21,6, g.

Tabela 1

Ryż. 18. Wygląd i gabaryty mikroukładów K2US261-K2US265.

Podstawowe parametry elektryczne mikroukładów K2US261 i K2US262:

Ryż. 19. Schematy ideowe wzmacniaczy.

a - K2US261; b - K2US262.

Ryż. 20. Schematy ideowe wzmacniaczy.

a - K2US263; b - K2US264 (wszystkie diody są typu KD910B).

Podstawowe parametry elektryczne mikroukładów K2US263 i K2US264:

Ryż. 21. Obwody przyłączeniowe wzmacniacza.

Zalecenia dotyczące stosowania mikroukładów. Zależność częstotliwościowa i częstotliwość odcięcia na poziomie 0,7 V w obszarze niskich częstotliwości przy wystarczająco dużej stałej czasowej obwodu wejściowego są określone przez zewnętrzny kondensator filtra ujemnego sprzężenia zwrotnego C2 i rezystancję rezystora obwodu sprzężenia zwrotnego R o.c zgodnie z relacjami:

Napięcia szczytowe na wejściu mikroukładów K2US261, K2US262 nie powinny przekraczać 1 V dla biegunowości dodatniej i 3 V dla biegunowości ujemnej; na wejściu mikroukładów K2US263, K.2US264 - nie więcej niż 2 V dla polaryzacji dodatniej i nie więcej niż 1 V dla polaryzacji ujemnej.

Rezystancja upływu R1 dla prądu wejściowego w zakresie temperatur pracy -60 do +70°C nie powinna przekraczać 3 MOhm. Przy niższych temperaturach maksymalnych lub gdy wymagania dotyczące napięcia wyjściowego są zmniejszone, wartość rezystora R1 można zwiększyć, aby zwiększyć impedancję wejściową stopnia.

Prąd upływu wejściowego kondensatora odsprzęgającego C1 nie powinien przekraczać 0,06 μA.

Aby utrzymać maksymalne napięcie wyjściowe, prąd upływowy kondensatora C2 w zakresie temperatur pracy nie powinien przekraczać 20 μA. Wymaganie to spełnia kondensator K52-1A o pojemności 470 μF, którego prąd upływu przy tych napięciach nie przekracza 10 μA.

PRAKTYCZNE SCHEMATY WZMACNIACZY NISKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI Z WYKORZYSTANIEM TRANZYSTORÓW POLOWYCH

Zwykle tranzystory polowe są stosowane we wzmacniaczach w połączeniu z tranzystorami bipolarnymi, ale można je również stosować jako elementy aktywne w wielostopniowych wzmacniaczach audio ze sprzężeniem rezystancyjno-pojemnościowym. Na ryc. Rysunek 22 pokazuje przykład zastosowania tranzystorów polowych w obwodzie wzmacniacza RC. Ten obwód wzmacniacza służył do rejestrowania sygnałów dźwiękowych morza. Sygnał na wejście wzmacniacza pobierany był z hydrofonu piezoceramicznego G, a obciążeniem wzmacniacza był kabel typu KVD4x1,5 o długości 500 m.

Stopień wejściowy wzmacniacza wykonany jest z tranzystora polowego typu KP103Zh o minimalnym współczynniku szumów. W tym samym celu (zmniejszenie szumów) pierwsze dwa stopnie zasilane są obniżonym napięciem uzyskanym za pomocą stabilizatora parametrycznego D1R8. Dzięki tym zabiegom poziom szumu odniesiony do wejścia w paśmie częstotliwości 4 Hz-20 kHz wyniósł 1,5-2 µV.

Aby wyregulować charakterystykę częstotliwościową wzmacniacza w zakresie wyższych częstotliwości, można podłączyć odpowiednie kondensatory korekcyjne równolegle z rezystorami R6 i R10.

Aby dopasować wysoką rezystancję wyjściową wzmacniacza do obciążenia o niskiej rezystancji (kabel), stosuje się wtórnik napięciowy na tranzystorach T4, T5, który jest wzmacniaczem dwustopniowym ze sprzężeniem bezpośrednim. Aby wyeliminować efekt bocznikowania rezystorów polaryzacji R11, R12, wprowadza się dodatnie sprzężenie zwrotne prądu przemiennego przez łańcuch R13, C6. Obliczona wartość rezystancji wyjściowej takiego wzmacniacza wynosi 10 omów.

Aby sprawdzić funkcjonalność i wzmocnienie wzmacniacza, należy użyć generatora kalibracyjnego zmontowanego przy użyciu symetrycznego obwodu multiwibratora. Generator kalibracyjny wytwarza prostokątne impulsy stabilizowane amplitudą o częstotliwości 85 Hz za pomocą diod Zenera D2-D5 typu D808, które po włączeniu kalibratora podawane są przez hydrofon na wejście wzmacniacza. Za pomocą dzielnika napięcia na rezystorach R16, R17 amplitudę impulsu ustawiono na 1 mV.

Pomimo prostoty obwodu wzmacniacza wzmocnienie zmienia się nieznacznie (około 2%), gdy temperatura otoczenia zmienia się w zakresie 0-40 ° C, a wzmocnienie w temperaturze pokojowej 20 ° C było równe 150.

Ryż. 22. Schemat ideowy wzmacniacza hydroakustycznego.

Jeżeli rezystancję wyjściową pierwszego stopnia tranzystora polowego można zmniejszyć tak bardzo, że w kolejnych stopniach możliwe staje się użycie konwencjonalnych tranzystorów bipolarnych, wówczas nieopłacalne jest stosowanie tranzystorów polowych do dalszego wzmocnienia. W takich przypadkach stosuje się wzmacniacze wykorzystujące tranzystory polowe i bipolarne.

Na ryc. Na rys. 23 przedstawiono schemat ideowy wzmacniacza niskiej częstotliwości wykorzystującego tranzystory polowe i bipolarne, który ma parametry zbliżone do trójstopniowego wzmacniacza RC wykorzystującego tranzystory polowe (ryc. 22). Tak więc, przy wzmocnieniu 150, odpowiedzi częstotliwościowej na poziomie 0,7 od 20 Hz do 100 kHz, wartość maksymalnego niezniekształconego sygnału wyjściowego przy R n = 3 kOhm wynosi 2 V.

Tranzystor polowy T1 (rys. 23) łączy się w obwodzie ze wspólnym źródłem, a tranzystor bipolarny w obwodzie ze wspólnym emiterem. Aby ustabilizować charakterystykę działania, wzmacniacz jest objęty ujemnym sprzężeniem zwrotnym DC.

Na ryc. Rysunek 24 pokazuje obwód wzmacniacza niskiej częstotliwości z bezpośrednimi sprzężeniami, opracowany przez V.N. Semenova i V.G. Fedorina, przeznaczony do wzmacniania słabych sygnałów ze źródeł o wysokiej impedancji wejściowej. Wzmacniacz nie zawiera kondensatorów sprzęgających, dlatego jego gabaryty mogą być niewielkie.

Parametry wzmacniacza są następujące:

Obwód to UPT ze sprzężeniem zwrotnym 100% DC; Dzięki temu osiąga się minimalny dryft i stabilność reżimów. Sprzężenie zwrotne DC wprowadzane jest poprzez filtr dolnoprzepustowy, zatem dolna częstotliwość graniczna wzmacniacza jest wyznaczana przez parametry tego filtra.

Aby ustabilizować wzmocnienie, stosuje się ujemne sprzężenie zwrotne przy częstotliwości sygnału o głębokości około 20 dB. Wzmocnienie zależy od głębokości sprzężenia zwrotnego.

Ryż. 23. Z zasadami Obwód ULF na tranzystorach polowych i bipolarnych.

Ryż. 24. Schemat ideowy ULF z połączeniami bezpośrednimi.

Zastosowanie sprzężenia zwrotnego sprawia, że ​​wzmacniacz jest niekrytyczny wobec zmian napięcia zasilania oraz zmian parametrów tranzystorów i wszystkich części z wyjątkiem R10 i R11. Cechą obwodu jest to, że tranzystory T3 i T4 pracują z napięciami U b.e równymi U b.e.

Wysoka impedancja wejściowa wzmacniacza została osiągnięta dzięki zastosowaniu tranzystorów polowych. Przy niższych częstotliwościach będzie to określone przez rezystancję rezystora R1, przy wyższych - przez pojemność wejściową obwodu.

A.G. Milechin

Literatura:

1. Tranzystory polowe. Fizyka, technologia i zastosowanie. Za. z angielskiego edytowany przez A. Mayorova. M., „Radzieckie Radio”, 1971.
2. Sevin L. Tranzystory polowe. M., „Radzieckie Radio”, 1968.
3. Malin V.V., Sonin M.S. Parametry i właściwości tranzystorów polowych. M., „Energia”, 1967.
4. Sherwin V. Przyczyny zniekształceń we wzmacniaczach tranzystorowych z efektem polowym. - „Elektronika”‚ 1966, nr 25.
5. Downs R. Ekonomiczny przedwzmacniacz. „Elektronika”, 1972, nr 5.
6. Holzman N. Eliminacja emisji za pomocą wzmacniacza operacyjnego. „Elektronika”, 1971, nr 3.
7. Gozling V. Zastosowanie tranzystorów polowych. M., „Energia”. 1970.
8. De Kolda. Zastosowanie diod do stabilizacji temperatury wzmocnienia tranzystora polowego - „Elektronika”, 1971, nr 12.
9. Wzmacniacze tranzystorowe DC Galperin M.V., Zlobin Yu.V., Pavleiko V.A. M., „Energia”, 1972.
10. Katalog techniczny. „Nowe urządzenia. Tranzystory polowe. hybrydowe układy scalone”. wyd. Centralny Instytut Badawczy „Elektronika”, 74.
11. Topchilov N. A. Hybrydowe mikroukłady liniowe z wejściem o wysokiej rezystancji - „Przemysł elektroniczny”, 1973, nr 9.

Dane techniczne
Maksymalna moc RMS:
przy RH = 4 Ohm, W 60
przy RH = 8 omów, W 32
Zakres częstotliwości roboczej. Hz 15...100 000
Współczynnik zniekształceń harmonicznych:
przy f = 1 kHz, Pout = 60 W, RH = 4 Ohm, % 0,15
przy f = 1 kHz, Pout = 32 W, RH = 8 omów, % 0,08
Wzmocnienie, dB 25...40
Impedancja wejściowa, kOhm 47

Ustawienia

Jest mało prawdopodobne, aby jakikolwiek doświadczony eksperymentator miał trudności z osiągnięciem zadowalających wyników podczas konstruowania wzmacniacza wykorzystującego ten obwód. Głównymi problemami, które należy wziąć pod uwagę, jest nieprawidłowy montaż elementów i uszkodzenie tranzystorów MOSFET na skutek niewłaściwej obsługi lub wzbudzenia obwodu. Jako przewodnik dla eksperymentatora zaleca się poniższą listę kontrolną rozwiązywania problemów:
1. Podczas montażu płytki PCB należy w pierwszej kolejności zamontować elementy pasywne i zwrócić uwagę na prawidłową polaryzację kondensatorów elektrolitycznych. Następnie zainstaluj tranzystory VT1 ... VT4. Na koniec zainstaluj tranzystory MOSFET, unikając ładunków statycznych, zwierając jednocześnie przewody do masy i używając uziemionej lutownicy. Sprawdź zmontowaną płytkę pod kątem prawidłowego montażu elementów. W tym celu przydatne będzie wykorzystanie układu elementów pokazanego na ryc. 2 Sprawdź płytki drukowane sprawdź, czy na torach nie ma zwarć lutowniczych i jeśli występują, usuń je. Sprawdź połączenia lutowane wizualnie i elektrycznie za pomocą multimetru i wykonaj ponownie, jeśli to konieczne.
2. Można teraz podać napięcie zasilania do wzmacniacza i ustawić prąd spoczynkowy stopnia wyjściowego (50...100 mA). Potencjometr R12 ustawia się najpierw na minimalny prąd spoczynkowy (do awarii w kierunku przeciwnym do ruchu wskazówek zegara na topologii płytki rys. 2). Na dodatnią gałąź zasilacza włącza się amperomierz o granicy pomiaru 1 A. Obracając suwak rezystora R12, odczyt amperomierza wynosi 50...100 mA. Ustawienie prądu spoczynkowego można wykonać bez podłączania obciążenia. Jeśli jednak w obwodzie znajduje się głośnik obciążeniowy, należy go zabezpieczyć bezpiecznikiem przeciążeniowym prądu stałego. Gdy ustawiony jest prąd spoczynkowy, dopuszczalne napięcie niezrównoważenia wyjścia powinno być mniejsze niż 100 mV.

Nadmierne lub nieregularne zmiany prądu spoczynkowego podczas regulacji R12 wskazują na wystąpienie generacji w obwodzie lub nieprawidłowe połączenie elementów. Należy stosować się do zaleceń opisanych wcześniej (szeregowe połączenie rezystorów w obwodzie bramki, minimalizacja długości przewodów łączących, wspólne uziemienie). Ponadto kondensatory odsprzęgające moc muszą być zainstalowane w pobliżu stopnia wyjściowego wzmacniacza i punktu uziemienia obciążenia. Aby uniknąć przegrzania mocnych tranzystorów, regulację prądu spoczynkowego należy przeprowadzać za pomocą tranzystorów MOS zamontowanych na radiatorze.
3.Po ustaleniu prądu spoczynkowego należy wyjąć amperomierz
z dodatniego obwodu zasilania do wejścia wzmacniacza
został wydany sygnał pracy. Poziom sygnału wejściowego umożliwiający uzyskanie pełnej mocy znamionowej musi być następujący:
UBX = 150 mV (RH = 4 Ohm, Ki = 100);
UBX= 160 mV (RH = 8 omów, Ki = 100);
UBX = 770 mV (RH = 4 Ohm, Ki = 20);
UBX = 800 mV (RH = 8 omów, Ki = 20).
„Obcięcie” szczytów sygnału wyjściowego podczas pracy z mocą znamionową wskazuje na słabą regulację napięcia zasilania i można je skorygować, zmniejszając amplitudę sygnału wejściowego i zmniejszając charakterystykę znamionową wzmacniacza.
Pasmo przenoszenia wzmacniacza można zbadać w zakresie częstotliwości 15 Hz... 100 kHz za pomocą zestawu do testów audio lub generatora i oscyloskopu. Zniekształcenie sygnału wyjściowego przy wysokich częstotliwościach wskazuje na reaktywny charakter obciążenia i aby przywrócić kształt sygnału, konieczne będzie dobranie wartości indukcyjności cewki wyjściowej L1. Odpowiedź amplitudowo-częstotliwościową przy wysokich częstotliwościach można wyrównać za pomocą kondensatora kompensacyjnego połączonego równolegle z R6. Część charakterystyki amplitudowo-częstotliwościowej o niskiej częstotliwości jest korygowana przez elementy R7, C2.
4. Najprawdopodobniej w obwodzie występuje tło (buczenie).
gdy wzmocnienie jest zbyt wysokie. Wysoki odbiór sygnału wejściowego
impedancja jest minimalizowana poprzez zastosowanie ekranowania
kabel uziemiony bezpośrednio przy źródle sygnału. Tętnienia mocy o niskiej częstotliwości wchodzą do stopnia wejściowego wraz z zasilaczem
wzmacniacza, można wyeliminować kondensatorem SZ. Dodatkowy
tłumienie tła odbywa się za pomocą kaskady różnicowej
na tranzystorach VT1, VT2 przedwzmacniacza. Jeśli jednak źródłem tła jest napięcie zasilania, wówczas można wybrać wartość SZ, R5, aby stłumić amplitudę tętnienia.
5. Jeżeli tranzystory stopnia wyjściowego ulegną awarii z powodu zwarcia w obciążeniu lub z powodu generowania wysokiej częstotliwości, należy wymienić oba tranzystory MOS, a uszkodzenie innych elementów jest mało prawdopodobne. Podczas instalowania obwodu nowych urządzeń należy powtórzyć procedurę konfiguracji.

Schemat zasilania

Najlepsze projekty „Radioamatora” Wydanie 2

Obwód wzmacniacza ze zmianami:

Wzmacniacze z tranzystorem polowym (FET) mają wysoką impedancję wejściową. Zazwyczaj takie wzmacniacze stosowane są jako pierwsze stopnie przedwzmacniaczy, wzmacniaczy prądu stałego do pomiarów i innego sprzętu elektronicznego.
Zastosowanie wzmacniaczy o dużej impedancji wejściowej w pierwszych kaskadach umożliwia dopasowanie źródeł sygnału o dużej rezystancji wewnętrznej do kolejnych, mocniejszych kaskad wzmacniaczy, które mają niską impedancję wejściową. Stopnie wzmocnienia wykorzystujące tranzystory polowe są najczęściej realizowane przy użyciu obwodu wspólnego źródła.

Ponieważ napięcie polaryzacji między bramką a źródłem wynosi zero, tryb spoczynku tranzystora VT charakteryzuje się położeniem punktu A na charakterystyce dren-bramka przy U ZI = 0 (ryc. 15,b).
W takim przypadku, gdy na wejście wzmacniacza dotrze napięcie harmoniczne przemienne (tj. sinusoidalne) U 3G o amplitudzie U m3, dodatnie i ujemne półokresy tego napięcia zostaną wzmocnione nierównomiernie: z ujemnym półcyklem napięcie wejściowe U 3G, amplituda składowej przemiennej prądu drenu I" mc będzie większa niż przy dodatnim półcyklu (I"" mc), ponieważ nachylenie charakterystyki bramki drenu w przekroju AB jest większa w porównaniu do nachylenia w sekcji AC: W rezultacie kształt składowej przemiennej prądu drenu i wytwarzanego przez niego napięcia przemiennego na obciążeniu U OUT będzie różnił się od kształtu napięcia wejściowego, to znaczy zniekształcenia wystąpi wzmocniony sygnał.
Aby zmniejszyć zniekształcenia sygnału podczas jego wzmacniania, należy zadbać o to, aby tranzystor polowy działał ze stałym nachyleniem swojej charakterystyki dren-bramka, to znaczy w liniowym przekroju tej charakterystyki.
W tym celu w obwodzie źródłowym znajduje się rezystor Ri (ryc. 16, a).

Prąd drenu I C0 przepływający przez rezystor wytwarza na nim napięcie
U Ri = I C0 Ri, który jest stosowany pomiędzy źródłem a bramką, łącznie z EAF utworzonym pomiędzy obszarami bramki i źródła, w przeciwnym kierunku. Prowadzi to do zmniejszenia prądu drenu, a tryb pracy będzie w tym przypadku scharakteryzowany przez punkt A” (ryc. 16, b).

Aby zapobiec zmniejszeniu wzmocnienia, kondensator C o dużej pojemności jest połączony równolegle z rezystorem Ri, co eliminuje ujemne sprzężenie zwrotne na prądzie przemiennym, utworzone przez napięcie przemienne na rezystorze Ri. W trybie charakteryzującym się punktem A” nachylenie charakterystyki bramki drenu podczas wzmacniania napięcia przemiennego pozostaje w przybliżeniu takie samo podczas wzmacniania dodatnich i ujemnych półcykli napięcia wejściowego, w wyniku czego zniekształcenie wzmocnionego sygnały będą nieistotne
(sekcje A, B i A, C są w przybliżeniu równe).
Jeżeli w trybie dozorowania napięcie między bramką a źródłem jest oznaczone przez U ZIO, a prąd drenu płynący przez PT wynosi I C0, to rezystancję rezystora Ri (w omach) można obliczyć ze wzoru:
Ri =1000 U ZIO /I C0,
w którym prąd drenu I C0 jest podstawiony w miliamperach.
Obwód wzmacniacza pokazany na ryc. 15 wykorzystuje tranzystor FET ze złączem sterującym p-n i kanałem typu p. Jeśli podobny tranzystor zostanie użyty jako PT, ale z kanałem typu n, obwód pozostanie taki sam, zmieni się jedynie polaryzacja podłączenia zasilania.
Wzmacniacze wykonane na tranzystorach polowych MOS z kanałem indukowanym lub wbudowanym mają jeszcze większą rezystancję wejściową. Przy stałym prądzie impedancja wejściowa takich wzmacniaczy może przekraczać 100 MΩ. Ponieważ napięcia ich bramki i drenu mają tę samą polaryzację, aby zapewnić wymagane napięcie polaryzacji w obwodzie bramki, można wykorzystać napięcie zasilacza G C podłączając go do dzielnika napięcia podłączonego na wejściu tranzystora w pokazany sposób na ryc. 17.

Wspólne wzmacniacze drenu

Obwód wzmacniacza prądu stałego ze wspólnym drenem jest podobny do obwodu wzmacniacza ze wspólnym kolektorem. Rysunek 18a przedstawia schemat wzmacniacza ze wspólnym drenem na PT ze kontrolnym złączem p-n i kanałem typu p.

Rezystor Ri jest zawarty w obwodzie źródła, a dren jest bezpośrednio podłączony do bieguna ujemnego źródła zasilania. Dlatego prąd drenu, zależny od napięcia wejściowego, powoduje spadek napięcia tylko na rezystorze Ri. Działanie kaskady ilustrują wykresy pokazane na rys. 18b dla przypadku, gdy napięcie wejściowe ma kształt sinusoidalny. W stanie początkowym przez tranzystor przepływa prąd drenu I C0, który wytwarza napięcie U I0 (U OUT0) na rezystorze R i. Podczas dodatniego półcyklu napięcia wejściowego zwiększa się polaryzacja zaporowa pomiędzy bramką a źródłem, co prowadzi do zmniejszenia prądu drenu i wartości bezwzględnej napięcia na rezystorze Ri. Przeciwnie, w ujemnym półcyklu napięcia wejściowego napięcie polaryzacji bramki maleje, prąd drenu i wartość bezwzględna napięcia na rezystorze Ri rosną. W rezultacie napięcie wyjściowe usunięte z rezystora Ri, czyli ze źródła PT (rys. 18b), ma taki sam kształt jak napięcie wejściowe.
Pod tym względem wzmacniacze ze wspólnym drenem nazywane są wtórnikami źródła (napięcie źródła powtarza kształt i wartość napięcie wejściowe).

Stary, ale złoty

Obwód wzmacniacza przeszedł już spiralę rozwoju i obecnie mamy do czynienia z „lampowym renesansem”. Zgodnie z prawami dialektyki, które tak uparcie nam wpajano, powinien nastąpić „renesans tranzystorów”. Sam fakt tego jest nieunikniony, ponieważ lampy, mimo całego swojego piękna, są bardzo niewygodne. Nawet w domu. Ale wzmacniacze tranzystorowe mają swoje wady...
Przyczynę brzmienia „tranzystorowego” wyjaśniono już w połowie lat 70. - głębokie sprzężenie zwrotne. Rodzi to dwa problemy na raz. Pierwszym z nich jest przejściowe zniekształcenie intermodulacyjne (zniekształcenie TIM) w samym wzmacniaczu, spowodowane opóźnieniem sygnału w pętli sprzężenia zwrotnego. Można temu zaradzić tylko w jeden sposób – zwiększając prędkość i wzmocnienie oryginalnego wzmacniacza (bez sprzężenia zwrotnego), co może poważnie skomplikować obwód. Wynik jest trudny do przewidzenia: albo się stanie, albo nie.
Drugi problem polega na tym, że głębokie sprzężenie zwrotne znacznie zmniejsza impedancję wyjściową wzmacniacza. W przypadku większości głośników jest to obarczone występowaniem tych samych zniekształceń intermodulacyjnych bezpośrednio w głowicach dynamicznych. Powodem jest to, że kiedy cewka porusza się w szczelinie układu magnetycznego, jej indukcyjność zmienia się znacząco, a więc zmienia się również impedancja głowicy. Przy małej impedancji wyjściowej wzmacniacza prowadzi to do dodatkowych zmian w prądzie płynącym przez cewkę, co powoduje powstawanie nieprzyjemnych podtekstów, błędnie uznawanych za zniekształcenia wzmacniacza. To może też wyjaśniać paradoksalny fakt, że przy dowolnym wyborze głośników i wzmacniaczy, jeden zestaw „brzmi”, a drugi „nie brzmi”.

sekret brzmienia lampowego =
wzmacniacz o wysokiej impedancji wyjściowej
+ płytkie sprzężenie zwrotne .
Podobne rezultaty można jednak osiągnąć stosując wzmacniacze tranzystorowe. Wszystkie poniższe obwody mają jedną wspólną cechę – niekonwencjonalną i obecnie zapomnianą „asymetryczną” i „nieregularną” konstrukcję obwodów. Czy jednak jest tak zła, jak ją przedstawiają? Przykładowo bass reflex z transformatorem to prawdziwy Hi-End! (Rys. 1) A falownik fazowy z podzielonym obciążeniem (ryc. 2) jest zapożyczony z obwodów lampowych...
Ryc.1

Ryc.2

Ryc.3

Schematy te są obecnie niezasłużenie zapomniane. Ale na próżno. Na ich podstawie, wykorzystując nowoczesną bazę elementową, można stworzyć proste wzmacniacze o bardzo dużej mocy wysoka jakość dźwięk. W każdym razie to, co zebrałem i przesłuchałem, brzmiało przyzwoicie – miękko i „smacznie”. Głębokość sprzężenia zwrotnego we wszystkich obwodach jest niewielka, występuje lokalne sprzężenie zwrotne, a rezystancja wyjściowa jest znaczna. Nie ma ogólnej ochrony środowiska dla prądu stałego.

Jednakże podane schematy sprawdzają się w klasie B dlatego charakteryzują się zniekształceniami „przełączającymi”. Aby je wyeliminować, należy pracować stopień wyjściowy w „czystej” klasie A. I taki schemat też się pojawił. Autorem schematu jest J.L.Linsley Hood. Pierwsze wzmianki w źródłach krajowych pochodzą z drugiej połowy lat 70-tych.


Ryc.4

Główna wada wzmacniaczy klasowych A ograniczeniem zakresu ich zastosowania jest duży prąd spoczynkowy. Istnieje jednak inny sposób na wyeliminowanie zniekształceń przełączania - zastosowanie tranzystorów germanowych. Ich zaletą jest niski poziom zniekształceń w trybie B. (Pewnego dnia napiszę sagę poświęconą germanowi.) Inną kwestią jest to, że te tranzystory nie są teraz łatwe do znalezienia, a wybór jest ograniczony. Powtarzając poniższe projekty, należy pamiętać, że stabilność termiczna tranzystorów germanowych jest niska, więc nie ma potrzeby oszczędzania na grzejnikach dla stopnia wyjściowego.

Ryc.5

Ten schemat pokazuje interesującą symbiozę tranzystorów germanowych z tranzystorami polowymi. Jakość dźwięku, pomimo więcej niż skromnej charakterystyki, jest bardzo dobra. Aby odświeżyć wrażenia sprzed ćwierć wieku, poświęciłem czas na zmontowanie konstrukcji na makiecie, lekko ją unowocześniając, aby odpowiadała współczesnym wartościom części. Tranzystor MP37 można zastąpić krzemem KT315, ponieważ podczas konfiguracji nadal będziesz musiał wybrać rezystancję rezystora R1. Podczas pracy z obciążeniem 8 omów moc wzrośnie do około 3,5 W, pojemność kondensatora C3 będzie musiała zostać zwiększona do 1000 µF. Aby pracować z obciążeniem 4 Ohm, będziesz musiał zmniejszyć napięcie zasilania do 15 woltów, aby nie przekroczyć maksymalnego rozproszenia mocy tranzystorów stopnia wyjściowego. Ponieważ nie ma ogólnego DC OOS, stabilność termiczna jest wystarczająca tylko do użytku domowego.

• Schematy 1,2,3,5 zostały opublikowane w czasopiśmie „Radio”.
• Schemat 4 jest zapożyczony z kolekcji
  V.A. Wasiliew „Zagraniczne projekty radioamatorskie” M. Radio i komunikacja, 1982, s. 14...16
• Schematy 6 i 7 są zapożyczone z kolekcji
  J. Bozdekh „Projektowanie urządzeń dodatkowych do magnetofonów” (tłumaczenie z języka czeskiego) M. Energoizdat 1981, s. 148,175
• Szczegóły dotyczące mechanizmu zniekształceń intermodulacyjnych: Czy UMZCH powinien mieć niską impedancję wyjściową?

UMZCH na tranzystorach polowych

Zastosowanie tranzystorów polowych we wzmacniaczu mocy może znacznie poprawić jakość dźwięku, jednocześnie upraszczając cały obwód. Charakterystyka przenoszenia tranzystorów polowych jest zbliżona do liniowej lub kwadratowej, dlatego w widmie sygnału wyjściowego praktycznie nie ma parzystych harmonicznych, ponadto amplituda wyższych harmonicznych szybko maleje (jak we wzmacniaczach lampowych). Umożliwia to zastosowanie płytkiego ujemnego sprzężenia zwrotnego we wzmacniaczach z tranzystorami polowymi lub jego całkowitą rezygnację. Po podbiciu ogromu „domowego” Hi-Fi, tranzystory polowe zaczęły atakować samochodowy sprzęt audio. Opublikowane schematy pierwotnie były przeznaczone do systemów domowych, ale może ktoś zaryzykuje zastosowanie zawartych w nich pomysłów w samochodzie...


Ryc.1
Ten schemat jest już uważany za klasyczny. W nim stopień wyjściowy, pracujący w trybie AB, wykonany jest z tranzystorów MOS, a stopnie wstępne - z bipolarnych. Wzmacniacz zapewnia dość wysoką wydajność, jednak aby jeszcze bardziej poprawić jakość dźwięku, należy całkowicie wykluczyć z układu tranzystory bipolarne (kolejne zdjęcie).


Ryc.2
Po wyczerpaniu się wszystkich rezerw na poprawę jakości dźwięku pozostaje tylko jedno - stopień wyjściowy typu single-ended w „czystej” klasie A. Prąd pobierany przez stopnie wstępne ze źródła wyższego napięcia zarówno w tym, jak i poprzednim obwodzie jest minimalny .


Ryc.3
Stopień wyjściowy z transformatorem jest kompletnym analogiem obwodów lampowych. To tak na przekąskę... Zintegrowane źródło prądowe CR039 ustawia tryb pracy stopnia wyjściowego.


Ryc.4
Jednakże szerokopasmowy transformator wyjściowy jest jednostką dość złożoną w produkcji. Firma zaproponowała eleganckie rozwiązanie - źródło prądu w obwodzie drenu