где A и φ 0 – постоянные, ω – несущая частота.
Информация кодируется фазой φ(t) . Так как при когерентной демодуляции в приемнике имеется восстановленная несущая s C (t) = Acos(ωt +φ 0) , то путем сравнения сигнала (2) с несущей вычисляется текущий сдвиг фазы φ(t) . Изменение фазы φ(t) взаимнооднозначно связано с информационным сигналом c(t).
Двоичная фазовая модуляция (BPSK – BinaryPhaseShiftKeying)
Множеству значений информационного сигнала {0,1} ставится в однозначное соответствие множество изменений фазы {0, π}. При изменении значения информационного сигнала фаза радиосигнала изменяется на 180º. Таким образом, сигнал BPSK можно записать в виде
Следовательно, s (t )= A ⋅2(c (t )-1/2)cos(ωt + φ 0) .Таким образом, для осуществленияBPSK модуляции достаточно умножить сигнал несущей на информационный сигнал, который имеет множество значений {-1,1}. На выходе baseband-модулятора сигналы
I (t)=A ⋅2(c (t )-1/2), Q(t)=0
Временная форма сигнала и его созвездие показаны на рис.3.
Рис. 12.Временная форма и сигнальное созвездие сигнала BPSK:a– цифровое сообщение; б – модулирующий сигнал; в – модулированное ВЧ-колебание; г – сигнальное созвездие
Квадратурная фазовая модуляция (QPSK – QuadraturePhaseShiftKeying)
Квадратурная фазовая модуляция является четырехуровневой фазовой модуляцией (M=4), при которой фаза высокочастотного колебания может принимать 4 различных значения с шагом, кратным π / 2 .
Соотношение между сдвигом фазы модулированного колебания из множества {±π / 4,±3π / 4} и множеством символов цифрового сообщения {00, 01, 10, 11} устанавливается в каждом конкретном случае стандартом на радиоканал и отображается сигнальным созвездием, аналогичным рис.4. Стрелками показаны возможные переходы из одного фазового состояния в другое.
Рис. 13. Сигнальное созвездие модуляции QPSK
Из рисунка видно, что соответствие между значениями символов и фазой сигнала установлено таким образом, что в соседних точках сигнального созвездия значения соответствующих символов отличаются лишь в одном бите. При передаче в условиях шума наиболее вероятной ошибкой будет определение фазы соседней точки созвездия. При указанном кодировании, несмотря на то, что произошла ошибка в определении значения символа, это будет соответствовать ошибке в одном (а не двух) бите информации. Таким образом, достигается снижение вероятности ошибки на бит. Указанный способ кодирования называется кодом Грея.
Многопозиционная фазовая модуляция (M-PSK)
M-PSK формируется, как и другие многопозиционные виды модуляции, путем группировки k = log 2 M бит в символы и введением взаимно-однозначного соответствия между множеством значений символа и множеством значений сдвига фазы модулированного колебания. Значения сдвига фазы из множества отличаются на одинаковую величину. Для примера на рис.4 приведено сигнальное созвездие для 8-PSK с кодированием Грея.
Рис. 14. Сигнальное созвездие модуляции 8-PSK
Амплитудно-фазовые виды модуляции (QAM)
Очевидно, для кодирования передаваемой информации можно использовать не один параметр несущего колебания, а два одновременно.
Минимальный уровень символьных ошибок будет достигнут в случае, если расстояние между соседними точками в сигнальном созвездии будет одинаковым, т.е. распределение точек в созвездии будет равномерным на плоскости. Следовательно, сигнальное созвездие должно иметь решетчатый вид. Модуляция с подобным видом сигнального созвездия называется квадратурной амплитудной модуляцией (QAM – QuadratureAmplitudeModulation).
QAM является многопозиционной модуляцией. При M=4 она соответствует QPSK, поэтому формально считается для QAM M ≥ 8 (т.к. число бит на символ k = log 2 M ,k∈N , то M может принимать только значения степеней 2: 2, 4, 8, 16 и т.д.). Для примера на рис.5 приведено сигнальное созвездие 16-QAM с кодированием Грея.
Рис. 15. Сигнальное созвездие модуляции 16 –QAM
Частотные виды модуляции (FSK, MSK, M-FSK, GFSK, GMSK).
В случае осуществления частотной модуляции параметром несущего колебания – носителем информации – является несущая частота ω(t) . Модулированный радиосигнал имеет вид:
| s(t)= Acos(ω(t)t +φ 0)= Acos(ω c t +ω d c(t)t +φ 0)= | ||
| Acos(ω c t +φ 0) cos(ω d c(t)t) − Asin(ω c t+φ 0)sin(ω d c(t)t), | ||
где ω c – постоянная центральная частота сигнала, ω d – девиация (изменение) частоты, c(t) –информационный сигнал, φ 0 –начальная фаза.
В случае, если информационный сигнал имеет 2 возможных значения, имеет место двоичная частотная модуляция (FSK – FrequencyShiftKeying). Информационный сигнал в (4) является полярным, т.е. принимает значения {-1,1}, где -1 соответствует значению исходного (неполярного) информационного сигнала 0, а 1 – единице. Таким образом, при двоичной частотной модуляции множеству значений исходного информационного сигнала {0,1} ставится в соответствие множество значений частоты модулированного радиосигнала {ω c −ω d ,ω c +ω d } . Вид сигнала FSK изображен на рис.1.11.
Рис. 16. Сигнал FSK: а – информационное сообщение; б- модулирующий сигнал; в – модулирование ВЧ-колебание
Из (4) следует непосредственная реализация FSK-модулятора: сигналы I(t) и Q(t) имеют вид: I (t) = Acos(ω d c(t)t) , Q(t) = Asin(ω d c(t)t) . Так как функции sin и cos принимают значения в интервале [-1..1], то сигнальное созвездие сигнала FSK – окружность с радиусом A.
Квадратурная фазовая модуляция QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) является четырехуровневой фазовой модуляцией (M = 4 ), при которой фаза ВЧ колебания может принимать четыре различных значения с шагом, равным
π / 2 . Каждое |
значение фазы |
модулированного сигнала |
|||
содержит два бита информации. Поскольку |
абсолютные |
||||
значения фаз |
не имеют значения, выберем |
||||
± π 4, ± 3 π 4 . |
Соответствие |
значениями |
|||
модулированного сигнала ± π 4, ± 3 π 4 |
и передаваемыми |
||||
дибитами информационной последовательности 00, 01, 10, 11 устанавливается кодом Грея (см. рис.3.13) или какимлибо иным алгоритмом. Очевидно, что значения модулирующего сигнала при QPSK модуляции изменяются в два раза реже, чем при BPSK модуляции (при одинаковой скорости передачи информации).
Комплексная огибающая g (t ) при QPSK модуляции
представляет собой псевдослучайный полярный baseband сигнал, квадратурные компоненты которого, согласно
(3.41), принимают численные значения ± 1 2 . При этом
длительность каждого символа комплексной огибающей в два раза больше, чем символов в исходном цифровом модулирующем сигнале. Как известно, спектральная плотность мощности многоуровневого сигнала совпадает со спектральной плотностью мощности бинарного сигнала при
M = 4 и, следовательно, T s = 2T b . Соответственно спектральная плотность мощности QPSK сигнала (для
положительных частот) на основании уравнения (3.28) определяется выражением:
P(f ) = K × { |
sin 2 |
||||
p×(f - f |
) × 2 ×T |
||||
Из уравнения (3.51) следует, что расстояние между первыми нулями в спектральной плотности мощности QPSK сигнала равно D f = 1 T b , что в два раза меньше, чем
для модуляции BPSK. Другими словами, спектральная эффективность квадратурной QPSK модуляции в два раза выше, чем бинарной фазовой модуляции BPSK.
cos(ωc t ) |
||||||
Формирующий |
||||||
w(t) |
Формирователь |
|||||
квадратурных |
Сумматор |
|||||
компонент |
||||||
I(t) |
sin(ωc t ) |
|||||
Формирующий |
||||||
Рис .3.15 . Квадратурный модулятор QPSK сигнала
Функциональная схема квадратурного QPSK модулятора показана на рис.3.15. На преобразователь кода поступает цифровой сигнал со скоростью R . Преобразователь кода формирует квадратурные компоненты комплексной
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
огибающей в соответствии с табл.3.2 со скоростью, в два раза меньшей по сравнению с исходной. Формирующие фильтры обеспечивают заданную полосу частот модулирующего (и соответственно модулированного) сигнала. Квадратурные компоненты несущей частоты поступают на ВЧ перемножители от схемы синтезатора частоты. На выходе сумматора имеет место результирующий модулированный QPSK сигнал s (t ) в
соответствии с (3.40).
Таблица 3.2
Формирование QPSK сигнала
cos[θk ] |
|||||||||||||||
sin[θk ] |
|||||||||||||||
компонента |
|||||||||||||||
I -компонента |
|||||||||||||||
Сигнал QPSK, так же как и сигнал BPSK, не содержит в своем спектре несущей частоты и может быть принят только с помощью когерентного детектора, который является зеркальным отражением схемы модулятора и
s(t) |
||||||
cos(ωc t ) |
||||||
восстановления |
||||||
цифрового |
||||||
sin(ωc t ) |
||||||
I(t)
Рис .3.16 . Квадратурный демодулятор QPSK сигнала
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
показан на рис.3.16.
3.3.4. Дифференциальная бинарная фазовая модуляция DBPSK
Принципиальное отсутствие несущей частоты в спектре модулированного сигнала в некоторых случаях приводит к неоправданному усложнению демодулятора в приемнике. QPSK и BPSK сигналы могут быть приняты только когерентным детектором, для реализации которого необходимо либо передавать наравне с сигналом еще и опорную частоту, либо реализовать в приемнике специальную схему восстановления несущей. Существенное упрощение схемы детектора достигается в том случае, когда фазовая модуляция реализуется в дифференциальной форме DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).
Идея дифференциального кодирования состоит в том, чтобы передавать не абсолютное значение информационного символа, а его изменение (или не изменение) относительно предыдущего значения. Другими словами, каждый последующий передаваемый символ содержит в себе информацию о предыдущем символе. Тем самым для извлечения исходной информации при демодуляции в качестве опорного сигнала можно использовать не абсолютное, а относительное значение модулируемого параметра несущей частоты. Алгоритм дифференциального бинарного кодирования описывается следующей формулой:
d k = |
m k Å d k −1 |
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
где { m k } - исходная бинарная последовательность; {d k }-
результирующая бинарная последовательность; Å - символ сложения по модулю 2.
Пример дифференциального кодирования показан в табл.3.3.
Таблица 3.3 |
||||||||||
Дифференциальное кодирование бинарного |
||||||||||
цифрового сигнала |
||||||||||
{d k |
||||||||||
{d k |
||||||||||
Аппаратно дифференциальное кодирование реализуется в виде схемы задержки сигнала на временной интервал, равный длительности одного символа в бинарной информационной последовательности и схемы сложения по модулю 2 (рис.3.17).
Логическая схема |
|||||
d k = |
|||||
m k Å d k −1 |
|||||
Линия задержки
Рис .3.17. Дифференциальный кодер DBPSK сигнала
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
Дифференциальный некогерентный детектор DBPSK сигнала на промежуточной частоте показан на рис.3.18.
Детектор осуществляет задержку принятого импульса на один символьный интервал, а затем перемножение полученного и задержанного символов:
s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .
После фильтрации с помощью ФНЧ или согласованного
Очевидно, что ни временная форма комплексной огибающей, ни спектральный состав дифференциального DВPSK сигнала не будут отличаться от обычного BPSK сигнала.
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
3.3.5. Дифференциальная квадратурная фазовая модуляция π/4 DQPSK
Модуляция π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) является формой дифференциальной фазовой модуляции, специально разработанной для четырехуровневых QPSK сигналов. Сигнал этого вида модуляции может быть демодулирован некогерентным детектором, как это свойственно сигналам DBPSK модуляции.
Отличие дифференциального кодирования в π/4 DQPSK модуляции от дифференциального кодирования в DBPSK модуляции состоит в том, что передается относительное изменение не модулирующего цифрового символа, а модулируемого параметра, в данном случае фазы. Алгоритм формирования модулированного сигнала поясняется табл.3.4.
Таблица 3.4
Алгоритм формирования сигнала π/4 DQPSK
Информацион |
|||||
ный дибит |
|||||
Приращение |
ϕ = π 4 |
ϕ = 3 π 4 |
ϕ = −3 π 4 |
ϕ = − π 4 |
|
Q -компонента |
Q = sin (θk ) = sin (θk − 1 + |
||||
I -компонента |
I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 + |
||||
Каждому дибиту исходной информационной последовательности ставится в соответствие приращение фазы несущей частоты. Величина приращения фазового угла кратна π/4. Следовательно, абсолютный фазовый угол θ k может принимать восемь различных значений с шагом
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
π/4, а каждая квадратурная компонента комплексной огибающей - одно из пяти возможных значений:
0, ±1 2 , ±1 . Переход от одной фазы несущей частоты к другой можно описать с помощью диаграммы состояний на рис.3.13 для M = 8 поочередным выбором абсолютного значения фазы несущей частоты из четырехпозиционных
Блок-схема π/4 DQPSK модулятора показана на рис.3.19. Исходный бинарный цифровой модулирующий сигнал поступает в преобразователь код-фаза. В преобразователе после задержки сигнала на один символьный интервал определяется текущее значение дибита и соответствующее ему приращение фазы φ k несущей частоты. Это
приращение фазы поступает на вычислители квадратурных I Q компонент комплексной огибающей (табл.3.3). Выход
I Q вычислителей представляет собой пятиуровневый
цифровой сигнал с длительностью импульсов, в два раза |
||||||||||
Q = cos(θk –1 + Δφ) |
Формирующий фильтр |
|||||||||
cos(ωc t ) |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
wk (t) |
||||||||||
Преобразователь |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
sin(ωc t ) |
||||||||||
I = sin(θk –1 + Δφ) |
Формирующий фильтр |
|||||||||
Рис .3.19 . Функциональная схема π/4 DQPSK модулятора |
||||||||||
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
превышающей длительность импульсов исходного бинарного цифрового сигнала. Далее квадратурные I (t ), Q (t ) компоненты комплексной огибающей проходят
формирующий фильтр и поступают на высокочастотные перемножители для формирования квадратурных компонент высокочастотного сигнала. На выходе высокочастотного сумматора имеет место полностью сформированный
π/4 DQPSK сигнал.
Демодулятор π/4 DQPSK сигнала (рис.3.20) предназначен для детектирования квадратурных компонент модулирующего сигнала и имеет структуру, похожую на структуру демодулятора DBPSK сигнала. Входной ВЧ сигнал r (t ) = cos(ω c t + θ k ) на промежуточной частоте
rI (t)
r(t)
Задержка τ = T s
Решающее w(t) устройство
Сдвиг фазы Δφ = π/2
rQ (t)
Рис .3.20 . Демодулятор π/4 DQPSK сигнала на промежуточной частоте
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
поступает на вход схемы задержки и ВЧ перемножители. Сигнал на выходе каждого перемножителя (после удаления высокочастотных компонент) имеет вид:
r I (t ) = cos(w c t + q k ) × cos(w c t + q k −1 ) = cos(Df k ); |
||
r Q (t ) = cos(w c t + q k ) × sin(w c t + q k −1 ) = sin(Df k ). |
||
Решающее устройство анализирует baseband сигналы на выходе каждого ФНЧ. Определяется знак и величина приращения фазового угла, а, следовательно, и значение принятого дибита. Аппаратурная реализация демодулятора на промежуточной частоте (см. рис.3.20) является не простой задачей из-за высоких требований к точности и стабильности высокочастотной схемы задержки. Более распространен вариант схемы демодулятора π/4 DQPSK сигнала с непосредственным переносом модулированного сигнала в baseband диапазон, как это показано на рис.3.21.
r(t) |
r11 (t) |
rQ (t) |
|||||||||
τ = T s |
|||||||||||
cos(ωc t + γ) |
r1 (t) |
r12 (t) |
rI (t) |
||||||||
r21 (t) |
|||||||||||
sin(ωc t + γ) |
|
r2 (t) |
|
r22 (t) |
|
τ = T s |
|
Рис .3.21 . Демодулятор π/4 QPSK сигнала в baseband диапазоне
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
Непосредственный перенос модулированного сигнала в baseband диапазон позволяет реализовать полностью
переноса спектра модулированного колебания в baseband диапазон. Опорные сигналы, также поступающие на входы ВЧ перемножителей, не синхронизированы по фазе с несущей частотой модулированного колебания. В результате baseband сигналы на выходе фильтров низкой частоты имеют произвольный фазовый сдвиг, который считается постоянным в течение символьного интервала:
(t ) = cos(w c t + q k ) × cos(w c t + g ) = cos(q k - g ); |
|||
r 2 (t ) = cos(w c t + q k ) × sin(w c t + g ) = sin(q k - g ), |
|||
где γ - сдвиг фазы между принимаемым и опорным сигналами.
Демодулированные baseband сигналы поступают на две схемы задержки и четыре baseband перемножителя, на выходах которых имеют место следующие сигналы:
r 11 (t ) = cos(q k - g ) × cos(q k −1 - g ); |
|
r 22 (t ) = sin(q k - g ) × sin(q k −1 - g ); |
|
r 12 (t ) = cos(q k - g ) × sin(q k −1 - g ); |
r 21 (t ) = sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ).
В результате суммирования выходных сигналов перемножителей исключается произвольный фазовый сдвиг γ, остается только информация о приращении фазового угла несущей частоты Δφ:
Dj k );
r I (t ) = r 12 (t ) + r 21 (t ) =
R 12 (t ) = cos(q k - g ) × sin(q k −1 - g ) + r 21 (t ) =
Sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).
Реализация схемы задержки в baseband диапазоне и
последующая цифровая обработка демодулированного сигнала существенно повышают стабильность работы схемы и достоверность приема информации.
3.3.6. Квадратурная сдвиговая фазовая модуляция
Квадратурная сдвиговая фазовая модуляция OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) является частным случаем квадратурной модуляции QPSK. Огибающая несущей частоты QPSK сигнала теоретически постоянна. Однако при ограничении полосы частот модулирующего сигнала свойство постоянства амплитуды фазомодулированного сигнала утрачивается. При передаче сигналов с BPSK или QPSK модуляцией изменение фазы на символьном интервале может быть величиной π или p 2 . Интуитивно
понятно, что чем больше мгновенный скачок фазы несущей, тем больше сопутствующая АМ, возникающая при ограничении спектра сигнала. В самом деле, чем больше величина мгновенного изменения амплитуды сигнала при изменении его фазы, тем большую величину имеют гармоники спектра, соответствующего этому временному скачку. Другими словами, при ограничении спектра сигнала
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
величина возникающей внутренней АМ будет пропорциональна величине мгновенного скачка фазы несущей частоты.
В QPSK сигнале можно ограничить максимальный скачок фазы несущей, если использовать временной сдвиг величиной T b между Q и I каналами, т.е. ввести элемент
задержки величиной T b в канал Q или I . Использование
временного сдвига приведет к тому, что полное необходимое изменение фазы будет происходить в два этапа: сначала изменяется (или не изменяется) состояние одного канала, затем другого. На рис.3.22 показана последовательность модулирующих импульсов Q (t ) и I (t ) в
квадратурных каналах для обычной QPSK модуляции.
Q(t)
I(t) |
||||||||||||||||
I(t– Tb ) |
||||||||||||||||
2T s |
||||||||||||||||
Рис .3.22 . Модулирующие сигналы в I/Q каналах при QPSK
и OQPSK модуляции
Длительность каждого импульса равна T s = 2 T b . Изменение фазы несущей при изменении любого символа в I или Q
PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com
5. ОБЗОР ВИДОВ МОДУЛЯЦИИ
Преобразование несущего гармонического колебания (одного или нескольких его параметров) в соответствии с законом изменения передаваемой информационной последовательности называется модуляцией. При передаче цифровых сигналов в аналоговом виде оперируют понятием – манипуляция.
Способ модуляции играет основную роль в достижении максимально возможной скорости передачи информации при заданной вероятности ошибочного приема. Предельные возможности системы передачи можно оценить с помощью известной формулы Шеннона, определяющей зависимость пропускной способности С непрерывного канала с белым гауссовским шумом от используемой полосы частот F и отношения мощностей сигнала и шума Pс/Pш.
где PС - средняя мощность сигнала;
PШ - средняя мощность шума в полосе частот.
Пропускная способность определяется как верхняя граница реальной скорости передачи информации V. Приведенное выше выражение позволяет найти максимальное значение скорости передачи, которое может быть достигнуто в гауссовском канале с заданными значениями: ширины частотного диапазона, в котором осуществляется передача (DF) и отношения сигнал – шум (PС/РШ).
Вероятность ошибочного приема бита в конкретной системе передачи определяется отношением PС/РШ. Из формулы Шеннона следует, что возрастание удельной скорости передачи V/DF требует увеличения энергетических затрат (РС) на один бит. Зависимость удельной скорости передачи от отношения сигнал/шум показана на рис. 5.1.
Рисунок 5.1 – Зависимость удельной скорости передачи от отношения сигнал/шум
Любая система передачи может быть описана точкой, лежащей ниже приведенной на рисунке кривой (область В). Эту кривую часто называют границей или пределом Шеннона. Для любой точки в области В можно создать такую систему связи, вероятность ошибочного приема у которой может быть настолько малой, насколько это требуется .
Современные системы передачи данных требуют, чтобы вероятность необнаруженной ошибки была не выше величины 10-4…10-7 .
В современной цифровой технике связи наиболее распространенными являются частотная модуляция (FSK), относительная фазовая модуляция (DPSK), квадратурная фазовая модуляция (QPSK), фазовая модуляция со сдвигом (смещением), обозначаемая как O-QPSK или SQPSK, квадратурная амплитудная модуляция (QAM).
При частотной модуляции значениям «0» и «1» информационной последовательности соответствуют определенные частоты аналогового сигнала при неизменной амплитуде. Частотная модуляция весьма помехоустойчива, однако при частотной модуляции неэкономно расходуется ресурс полосы частот канала связи. Поэтому этот вид модуляции применяется в низкоскоростных протоколах, позволяющих осуществлять связь по каналам с низким отношением сигнал/шум.
При относительной фазовой модуляции в зависимости от значения информационного элемента изменяется только фаза сигнала при неизменной амплитуде и частоте. Причем каждому информационному биту ставится в соответствие не абсолютное значение фазы, а ее изменение относительно предыдущего значения.
Чаще применяется четырехфазная DPSK, или двукратная DPSK, основанная на передаче четырех сигналов, каждый из которых несет информацию о двух битах (дибите) исходной двоичной последовательности. Обычно используется два набора фаз: в зависимости от значения дибита (00, 01, 10 или 11) фаза сигнала может измениться на 0°, 90°, 180°, 270° или 45°, 135°, 225°, 315° соответственно. При этом, если число кодируемых бит более трех (8 позиций поворота фазы), резко снижается помехоустойчивость DPSK. По этой причине для высокоскоростной передачи данных DPSK не используется.
Модемы с 4-позиционной или квадратурной фазовой модуляцией используются в системах, в которых теоретическая спектральная эффективность устройств передачи BPSK (1 бит/(с·Гц)) недостаточна при имеющейся в наличии полосе частот. Различные методы демодуляции, используемые в системах BPSK, применяются также и в системах QPSK. Кроме прямого распространения методов двоичной модуляции на случай QPSK используется также 4-позиционная модуляция со сдвигом (смещением). Некоторые разновидности QPSK и BPSK приведены в табл. 5.1 .
При квадратурной амплитудной модуляции изменяется как фаза, так и амплитуда сигнала, что позволяет увеличить количество кодируемых бит и при этом существенно повысить помехоустойчивость. В настоящее время используются способы модуляции, в которых число кодируемых на одном бодовом интервале информационных бит, может достигать 8…9, а число позиций сигнала в сигнальном пространстве – 256…512.
Таблица 5.1 – Разновидности QPSK и BPSK
| Двоичная PSK | Четырехпозиционная PSK | Краткое описание |
| BPSK | QPSK | Обычные когерентные BPSK и QPSK |
| DEBPSK | DEQPSK | Обычные когерентные BPSK и QPSK с относительным кодированием и СВН |
| DBSK | DQPSK | QPSK с автокорреляционной демодуляцией (нет СВН) |
| FBPSK | BPSK или QPSK С запатентованным процессором Феера, пригодным для систем с нелинейным усилением QPSK со сдвигом (смещением) QPSK со сдвигом и относительным кодированием QPSK со сдвигом и запатентованным Феером процессорами QPSK с относительным кодированием и фазовым сдвигом на р/4 |
Квадратурное представление сигналов является удобным и достаточно универсальным средством их описания. Квадратурное представление заключается в выражении колебания линейной комбинацией двух ортогональных составляющих - синусоидальной и косинусоидальной:
S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)
где x(t) и y(t) - биполярные дискретные величины.
Такая дискретная модуляция (манипуляция) осуществляется по двум каналам на несущих, сдвинутых на 90° друг относительно друга, т.е. находящихся в квадратуре (отсюда и название представления и метода формирования сигналов).
Поясним работу квадратурной схемы (рис. 5.2) на примере формирования сигналов QPSK.
Рисунок 5.2 – Схема квадратурного модулятора
Исходная последовательность двоичных символов длительностью Т при помощи регистра сдвига разделяется на нечетные импульсы Y, которые подаются в квадратурный канал (coswt), и четные - X, поступающие в синфазный канал (sinwt). Обе последовательности импульсов поступают на входы соответствующих формирователей манипулирующих импульсов, на выходах которых образуются последовательности биполярных импульсов x(t) и y(t).
Манипулирующие импульсы имеют амплитуду и длительность 2T. Импульсы x(t) и y(t) поступают на входы канальных перемножителей, на выходах которых формируются двухфазные фазомодулированные колебания. После суммирования они образуют сигнал QPSK.
Для приведенного выше выражения для описания сигнала характерна взаимная независимость многоуровневых манипулирующих импульсов x(t), y(t) в каналах, т.е. единичному уровню в одном канале может соответствовать единичный или нулевой уровень в другом канале. В результате выходной сигнал квадратурной схемы изменяется не только по фазе, но и по амплитуде. Поскольку в каждом канале осуществляется амплитудная манипуляция, этот вид модуляции называют амплитудной квадратурной модуляцией.
Пользуясь геометрической трактовкой, каждый сигнал QAM можно изобразить вектором в сигнальном пространстве.
Отмечая только концы векторов, для сигналов QAM получаем изображение в виде сигнальной точки, координаты которой определяются значениями x(t) и y(t). Совокупность сигнальных точек образует так называемое сигнальное созвездие.
На рис. 5.3 показана структурная схема модулятора, а на рис. 5.4 – сигнальное созвездие для случая, когда x(t) и y(t) принимают значения ±1, ±3 (QAM-4).
Рисунок 5.4 – Сигнальная диаграмма QAM-4
Величины ±1, ±3 определяют уровни модуляции и имеют относительный характер. Созвездие содержит 16 сигнальных точек, каждая из которых соответствует четырем передаваемым информационным битам.
Комбинация уровней ±1, ±3, ±5 может сформировать созвездие из 36 сигнальных точек. Однако из них в протоколах ITU-T используется только 16 равномерно распределенных в сигнальном пространстве точек.
Существует несколько способов практической реализации QAM-4, наиболее распространенным из которых является так называемый способ модуляции наложением (SPM). В схеме, реализующей данный способ, используются два одинаковых QPSK (рис. 5.5).
Используя эту же методику получения QAM, можно получить схему практической реализации QAM-32 (рис.5.6).
Рисунок 5.5 – Схема модулятора QAM-16
Рисунок 5.6 – Схема модулятора QAM-32
Получение QAM-64, QAM-128 и QAM-256 происходит таким же образом. Схемы получения этих модуляций не приводятся по причине их громоздкости.
Из теории связи известно, что при равном числе точек в сигнальном созвездии спектр помехоустойчивость систем QAM и QPSK различна. При большом числе точек сигналов спектр QAM идентичен спектру сигналов QPSK. Однако сигналы системы QAM имеют лучшие характеристики, чем системы QPSK. Основная причина этого состоит в том, что расстояние между сигнальными точками в системе QPSK меньше расстояния между сигнальными точками в системе QAM.
На рис. 5.7 представлены сигнальные созвездия систем QAM-16 и QPSK-16 при одинаковой мощности сигнала. Расстояние d между соседними точками сигнального созвездия в системе QAM с L уровнями модуляции определяется выражением:
(5.3)
Аналогично для QPSK:
(5.4)
где М – число фаз.
Из приведенных выражений следует, что при увеличении значения М и одном и том же уровне мощности системы QAM предпочтительнее систем QPSK. Например, при М=16 (L = 4) dQAM = 0.47 и dQPSK = 0.396, а при М=32 (L = 6) dQAM = 0.28, dQPSK = 0.174 .
Таким образом, можно сказать, что QAM на много эффективнее по сравнению с QPSK, что позволяет использовать более многоуровневую модуляцию при одинаковом соотношении сигнал/шум. Поэтому можно сделать вывод, что характеристики QAM будут наиболее приближенными к границе Шеннона (рис.5.8) где: 1 – граница Шеннона, 2 – QAM, 3 – М-позиционная АРК, 4 – М-позиционная PSK .
Рисунок 5.8 - Зависимость спектральной эффективности различных модуляций от C/N
В общем случае М-позиционные системы QAM с линейным усилением, такие как 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, имеют спектральную эффективность выше, чем у QPSK с линейным усилением, имеющей теоретическую предельную эффективность 2 бит/(с∙Гц).
Одной из характерных особенностей QAM является малые значения внеполосной мощности (рис. 5.9) .
Рисунок 5.9 – Энергетический спектр QAM-64
Применение многопозиционной QAM в чистом виде сопряжено с проблемой недостаточной помехоустойчивости. Поэтому во всех современных высокоскоростных протоколах QAM используется совместно с решетчатым кодированием (ТСМ). Сигнальное созвездие ТСМ содержит больше сигнальных точек (позиций сигналов), чем требуется при модуляции без решетчатого кодирования. Например, 16-позиционная QAM преобразует в созвездие 32-QAM с решетчатым кодированием. Дополнительные точки созвездия обеспечивают сигнальную избыточность и могут быть использованы для обнаружения и исправления ошибок. Сверточное кодирование в сочетании с ТСМ вносит зависимость между последовательными сигнальными точками. В результате появился новый способ модуляции, называемый треллис-модуляцией. Выбранная определенным образом комбинация конкретной QAM помехоустойчивого кода носит название сигнально-кодовой конструкции (СКК). СКК позволяют повысить помехозащищенность передачи информации наряду со снижением требований к отношению сигнал/шум в канале на 3 – 6 дБ. В процессе демодуляции производится декодирование принятого сигнала по алгоритму Витерби. Именно этот алгоритм за счет использования введенной избыточности и знания предыстории процесса приема позволяет по критерию максимального правдоподобия выбрать из сигнального пространства наиболее достоверную эталонную точку.
Применение QAM-256 позволяет за 1 бод передавать 8 сигнальных состояний, то есть 8 бит. Это позволяет значительно увеличить скорость передачи данных. Так, при ширине диапазона передачи Df=45 кГц (как в нашем случае) за интервал времени 1/Df можно передать 1 бод, то есть 8 бит. Тогда максимальная скорость передачи по данному частотному диапазону составит
Поскольку в данной системе передача производиться по двум частотным диапазонам с одинаковой шириной, то максимальная скорость передачи данной системы составит 720 кбит/с.
Так как передаваемый поток бит содержит не только информационные биты, а и служебные, то информационная скорость будет зависеть от структуры передаваемых кадров. Кадры применяемые в данной системе передачи данных формируются на основе протоколов Ethernet и V.42 и имеют максимальную длину К=1518 бит, из которых КС=64 – служебные. Тогда информационная скорость передачи будет зависеть от соотношения информационных бит и служебных
Данная скорость превышает скорость, заданную в техническом задании. Поэтому можно сделать вывод, что выбранный способ модуляции удовлетворяет требованиям, поставленным в техническом задании.
Поскольку в данной системе передача осуществляется по двум частотным диапазонам одновременно, то требуется организация двух, параллельно работающих модуляторов. Но следует учитывать, что возможен переход работы системы с основных частотных диапазонов на резервные. Поэтому требуется генерация всех четырех несущих частот и управление ими. Синтезатор частот, предназначенный для генерации несущих частот, состоит из генератора опорного сигнала, делителей и высокодобротных фильтров. В качестве генератора опорных сигналов выступает кварцевый генератор прямоугольных импульсов (рис. 5.10).
Рисунок 5.10 - Генератор с кварцевой стабилизацией
С целью оценки состояния обеспечения безопасности информации; - управление допуском участников совещания в помещение; - организация наблюдения за входом в выделенное помещение и окружающей обстановкой в ходе проведения совещания. 2. основными средствами обеспечения защиты акустической информации при проведении совещания являются: - установка различных генераторов шума, мониторинг помещения на...
С применением полиграфических компьютерных технологий? 10. Охарактеризуйте преступные деяния, предусмотренные главой 28 УК РФ «Преступления в сфере компьютерной информации». РАЗДЕЛ 2. БОРЬБА С ПРЕСТУПЛЕНИЯМИ В СФЕРЕ КОМПЬЮТЕРНОЙ ИНФОРМАЦИИ ГЛАВА 5. КОНТРОЛЬ НАД ПРЕСТУПНОСТЬЮВ СФЕРЕ ВЫСОКИХ ТЕХНОЛОГИЙ 5.1 Контроль над компьютерной преступностью в России Меры контроля над...
ЛикБез > Радиосвязь
Четырехпозиционная фазовая модуляция (QPSK)
Из теории связи известно, что наивысшей помехоустойчивостью обладает двоичная фазовая модуляция BPSK. Однако в ряде случаев за счет уменьшения помехоустойчивости канала связи можно увеличить его пропускную способность. Более того, при применении помехоустойчивого кодирования можно более точно планировать зону, охватываемую системой мобильной связи.
В четырехпозиционной фазовой модуляции используются четыре значения фазы несущего колебания. В этом случае фаза y(t) сигнала, описываемого выражением (25) должна принимать четыре значения: 0°, 90°, 180° и 270°. Однако чаще используются другие значения фаз: 45°, 135°, 225° и 315°. Такой вид представления квадратурной фазовой модуляции приведен на рисунке 1.
На этом же рисунке представлены значения бит, передаваемых каждым состоянием фазы несущего колебания. Каждое состояние осуществляет передачу сразу двух бит полезной информации. При этом содержимое бит выбрано таким образом, чтобы переход к соседнему состоянию фазы несущего колебания за счет ошибки приема приводил не более чем к одиночной битовой ошибке.
Обычно для формирования сигнала QPSK модуляции используется квадратурный модулятор. Для реализации квадратурного модулятора потребуется два умножителя и сумматор. На входы умножителей можно подавать входные битовые потоки непосредственно в коде NRZ. Структурная схема такого модулятора приведена на рисунке 2.
Так как при этом виде модуляции в течение одного символьного интервала передается сразу два бита входного битового потока, то символьная скорость этого вида модуляции составляет 2 бита на символ. Это означает, что при реализации модулятора следует разделять входной поток на две составляющих - синфазную составляющую I и квадратурную составляющую Q. Синхронизацию последующих блоков следует вести с символьной скоростью.
При такой реализации спектр сигнала на выходе модулятора получается ничем не ограниченный и его примерный вид приведен на рисунке 3.
Рисунок 3. Спектр сигнала четырехпозиционной фазовой модуляции QPSK, модулированного сигналом NRZ
Естественно, этот сигнал можно ограничить по спектру при помощи полосового фильтра, включенного на выходе модулятора, однако так никогда не делают. Намного эффективнее работает фильтр Найквиста. Структурная схема квадратурного модулятора сигнала QPSK, построенная с использованием фильтра Найквиста приведена на рисунке 4.
Рисунок 4. Структурная схема модулятора QPSK с использованием фильтра Найквиста
Фильтр Найквиста можно реализовать только с использованием цифровой техники, поэтому в схеме, приведенной на рисунке 17, перед квадратурным модулятором предусмотрен цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП). Особенностью работы фильтра Найквиста является то, что в промежутках между отсчетными точками сигнал на его входе должен отсутствовать, поэтому на его входе стоит формирователь импульсов, выдающий сигнал на свой выход только в момент отсчетных точек. Все остальное время на его выходе присутствует нулевой сигнал.
Пример формы передаваемого цифрового сигнала на выходе фильтра Найквиста приведен на рисунке 5.
Рисунок 5. Пример временной диаграммы сигнала Q при четырехпозиционной фазовой модуляции QPSK
Так как для сужения спектра радиосигнала в передающем устройстве используется фильтр Найквиста, то межсимвольные искажения в сигнале отсутствуют только в сигнальных точках. Это отчетливо видно по глазковой диаграмме сигнала Q, приведенной на рисунке 6.
Кроме сужения спектра сигнала, применение фильтра Найквиста приводит к изменению амплитуды формируемого сигнала. В промежутках между отсчетными точками сигнала амплитуда может, как возрастать по отношению к номинальному значению, так и уменьшаться почти до нулевого значения.
Для того чтобы отследить изменения, как амплитуды сигнала QPSK, так и его фазы лучше воспользоваться векторной диаграммой. Векторная диаграмма того же самого сигнала, что приведен на рисунках 5 и 6, показана на рисунке 7.
Рисунок 7 векторная диаграмма QPSK сигнала c a = 0.6
Изменение амплитуды сигнала QPSK видно и на осциллограмме сигнала QPSK на выходе модулятора. Наиболее характерный участок временной диаграммы сигнала, приведенного на рисунках 6 и 7, показан на рисунке 8. На этом рисунке отчетливо видны как провалы амплитуды несущей модулированного сигнала, так и увеличение ее значения относительно номинального уровня.
Рисунок 8. временная диаграмма QPSK сигнала c a = 0.6
Сигналы на рисунках 5 ... 8 приведены для случая использования фильтра Найквиста с коэффициентом скругления a = 0.6. При использовании фильтра Найквиста с меньшим значением этого коэффициента влияние боковых лепестков импульсной характеристики фильтра Найквиста будет сказываться сильнее и явно прослеживающиеся на рисунках 6 и 7 четыре пути прохождения сигналов сольются в одну непрерывную зону. Кроме того, возрастут выбросы амплитуды сигнала относительно номинального значения.
Рисунок 9 – спектрограмма QPSK сигнала c a = 0.6
Присутствие амплитудной модуляции сигнала приводит к тому, что в системах связи, использующих этот вид модуляции, приходится использовать высоколинейный усилитель мощности. К сожалению, такие усилители мощности обладают низким кпд.
Частотная модуляция с минимальным разносом частот MSK позволяет уменьшить ширину полосы частот, занимаемых цифровым радиосигналом в эфире. Однако даже этот вид модуляции не удовлетворяет всем требованиям, предъявляемым к современным радиосистемам мобильной связи. Обычно сигнал MSK в радиопередатчике дофильтровывают обычным фильтром. Именно поэтому появился еще один вид модуляции с еще более узким спектром радиочастот в эфире.
Перспективные способы модуляции в широкополосных системах передачи данных
Сегодня специалистов в области коммуникаций уже не удивишь загадочным словосочетанием Spread Spectrum. Широкополосные (а именно они и скрываются за этими словами) системы передачи данных отличаются друг от друга способом и скоростью передачи данных, типом модуляции, дальностью передачи, сервисными возможностями и др. В предлагаемой статье предпринята попытка классифицировать широкополосные системы на основе используемой в них модуляции.
Основные положения
Широкополосные системы передачи данных (ШСПД) подчиняются в части протоколов единому стандарту IEEE 802.11, а в радиочастотной части - единым правилам FCC (Федеральной комиссии США по связи). Однако при этом они отличаются друг от друга способом и скоростью передачи данных, типом модуляции, дальностью передачи, сервисными возможностями и так далее.
Все эти характеристики играют важное значение при выборе ШСПД (потенциальным покупателем), и элементной базы (разработчиком, производителем систем связи). В настоящем обзоре предпринята попытка классифицировать ШСПД на основе наименее освещенной в технической литературе характеристики, а именно их модуляции.
Используя различные типы дополнительных модуляций, применяемых совместно с фазовой (BPSK) и квадратурной фазовой модуляцией (QPSK) для увеличения информационной скорости при передаче широкополосных сигналов в диапазоне 2,4 ГГц, можно достичь скорости передачи информации до 11 Мбит/с, принимая во внимание ограничения, накладываемые FCC на работу в этом диапазоне. Поскольку предполагается, что широкополосные сигналы будут передаваться без получения лицензии на частотный диапазон, то характеристики сигналов ограничиваются для уменьшения взаимной интерференции.
Данными типами модуляции являются различные формы М-ичной ортогональной модуляции (MOK), фазоимпульсная модуляция (PPM), квадратурная амплитудная модуляция (QAM). К широкополосным можно отнести также сигналы, получаемые при одновременной работе по нескольким параллельным каналам, разделяемым по частоте (FDMA) и/или по времени (TDMA). В зависимости от конкретных условий выбирается тот или иной тип модуляции.
Выбор типа модуляции
Основная задача любой системы связи - передача информации от источника сообщения к потребителю наиболее экономичным образом. Поэтому выбирают такой тип модуляции, который сводит к минимуму действие помех и искажений, достигая тем самым максимальной информационной скорости и минимального коэффициента ошибок. Рассматриваемые типы модуляции отбирались по нескольким критериям: устойчивость к многолучевому распространению; интерференция; количество доступных каналов; требования к линейности усилителей мощности; достижимая дальность передачи и сложность реализации.
DSSS-модуляция
Большинство из представленных в обзоре типов модуляции основаны на широкополосных сигналах, получаемых методом прямой последовательности (DSSS), - классических широкополосных сигналах. В системах с DSSS расширение спектра сигнала в несколько раз позволяет во столько же раз уменьшить спектральную плотность мощности сигнала. Расширение спектра обычно осуществляется путем умножения сравнительно узкополосного сигнала данных на широкополосный расширяющий сигнал. Расширяющий сигнал или расширяющий код часто называется шумоподобным кодом, или PN(pseudonoise)-кодом. Принцип описанного расширения спектра показан на рис. 1.
Bit period - период следования информационного бита
Сhip period - период следования чипа
Data signal - данные
PN-code - шумоподобный код
Coded signal - широкополосный сигнал
DSSS/MOK-модуляция
Широкополосные сигналы, получаемые методом прямой последовательности, с М-ичной ортогональной модуляцией (или кратко MOK-модуляция) известны уже давно, но на аналоговых компонентах их довольно трудно реализовать. Применяя цифровые микросхемы, сегодня можно использовать уникальные свойства этой модуляции.
Разновидностью MOK является М-ичная двуортогональная модуляция (MBOK). Увеличение информационной скорости достигается за счет применения одновременно нескольких ортогональных PN-кодов при сохранении той же частоты следования чипов и формы спектра. MBOK-модуляция эффективно использует энергию спектра, то есть имеет достаточно высокое отношение скорости передачи к энергии сигнала. Она устойчива к интерференции и многолучевому распространению.
Из приведенной на рис. 2 схемы MBOK-модуляции совместно с QPSK видно, что PN-код выбирается из M-ортогональных векторов в соответствии с управляющим байтом данных. Так как I- и Q-каналы являются ортогональными, то они одновременно могут подвергаться MBOK. При двуортогональной модуляции используются и инвертированные векторы, что позволяет увеличить информационную скорость. Наибольшее распространение получило множество истинно ортогональных векторов Уолша с размерностью вектора кратной 2. Таким образом, применяя в качестве PN-кодов систему векторов Уолша с размерностью вектора 8 и QPSK, при скорости следования 11 мегачипов в секунду в полном соответствии со стандартом IEEE 802.11, можно в каждом канальном символе передавать 8 бит, получив скорость в канале 1,375 мегасимволов в секунду и информационную скорость 11 Мбит/с.
Модуляция позволяет достаточно просто организовать совместную работу с широкополосными системами, работающими со стандартной скоростью следования чипов и использующими только QPSK. В этом случае передача заголовка кадра происходит со скоростью в 8 раз меньшей (в каждом конкретном случае), что позволяет менее скоростной системе корректно воспринять этот заголовок. Затем происходит увеличение скорости передачи данных.
1. Входные данные
2. Скремблер
3. Мультиплексор 1:8
4. Выбор одной из 8 функций Уолша
5. Выбор одной из 8 функций Уолша
6. Выход I-канала
7. Выход Q-канала
Теоретически MBOK имеет несколько меньший коэффициент ошибок (BER) по сравнению с BPSK при том же самом отношении Eb/N0 (из-за свойств кодирования), что делает эту модуляцию наиболее эффективной по использованию энергии сигнала. В BPSK каждый бит обрабатывается независимо от другого, в MBOK распознается символ. Если он распознан неправильно, то это не значит, что все биты этого символа приняты ошибочно. Таким образом, вероятность принятия ошибочного символа не равна вероятности принятия ошибочного бита.
Спектр MBOK модулированных сигналов соответствует установленному в стандарте IEEE 802.11. В настоящее время фирма Aironet Wireless Communications, Inc. предлагает беспроводные мосты для сетей Ethernet и Token Ring, использующие технологию DSSS/MBOK и передающие информацию в эфир со скоростью до 4 Мбит/с.
Устойчивость к многолучевому распространению зависит от соотношения Eb/N0 и фазовых искажений сигнала. Численное моделирование передачи широкополосных сигналов с MBOK модуляцией, проведенное инженерами Harris Semiconductor внутри зданий подтвердило, что такие сигналы достаточно устойчивы к этим мешающим факторам1. См.: Andren C. 11 MBps Modulation Techniques // Информационный бюллетень Harris Semiconductor. 05/05/98.
На рис. 3 представлены графики зависимости вероятности принятия ошибочного кадра данных (PER) от расстояния при излучаемой мощности сигнала 15 дБ/МВт (для 5,5 Мбит/с - 20 дБ/МВт), полученные в результате численного моделирования, для различных информационных скоростей передачи данных.
Моделирование показывает, что с увеличением Es/N0, необходимого для надежного распознавания символа, существенно увеличивается PER в условиях сильного переотражения сигнала. Для устранения этого можно применять согласованный прием несколькими антеннами. На рис. 4 представлены результаты для данного случая. При оптимальном согласованном приеме PER будет равен квадрату PER несогласованного приема. При рассмотрении рис. 3 и 4 необходимо помнить, что при PER=15% фактическая потеря в информационной скорости составит 30% вследствие необходимости повторной передачи сбойных пакетов.
Необходимым условием применения QPSK совместно с MBOK является когерентная обработка сигнала. На практике это достигается приемом преамбулы и заголовка кадра с использованием BPSK для настройки фазовой петли обратной связи. Однако все это, как и использование последовательных корреляторов для когерентной обработки сигнала, увеличивает сложность демодулятора.
CCSK-модуляция
Широкополосные сигналы, получаемые методом прямой последовательности с М-ичной ортогональной модуляцией и модуляцией циклическими кодами, (CCSK) проще демодулировать по сравнению с MBOK, поскольку используется только один PN-код. Этот тип модуляции возникает вследствие временного сдвига корреляционного пика внутри символа. Применяя код Баркера длиной 11 и скоростью 1 мегасимвол в секунду, можно сдвигать пик в одну из восьми позиций. Оставшиеся 3 позиции не позволяют их использовать для увеличения информационной скорости. Таким способом можно передавать три информационных бита на символ. Добавляя BPSK, можно передать еще один информационный бит на символ, то есть всего 4. В итоге с помощью QPSK получим 8 информационных бит на канальный символ.
Основной проблемой для PPM и CCSK является чувствительность к многолучевому распространению, когда задержка между переотражениями сигнала превышает длительность PN-кода. Поэтому внутри помещений с такими переотражениями эти типы модуляций трудно использовать. CCSK довольно просто демодулировать и при этом нужно лишь слегка усложнить традиционную схему модулятора/демодулятора. Схема CCSK аналогична схеме MBOK модуляции совместно с QPSK (см. рис. 2), только вместо блока выбора одной из 8 функций Уолша имеется блок сдвига слова.
DSSS/PPM-модуляция
Широкополосные сигналы, получаемые методом прямой последовательности с фазоимпульсной модуляцией (DSSS/ PPM), - это тип сигналов, являющийся дальнейшим развитием сигналов с расширением спектра методом прямой последовательности.
Идея фазоимпульсной модуляции для обычных широкополосных сигналов заключается в том, что прибавка в информационной скорости получается за счет изменения интервала времени между корреляционными пиками последовательных символов. Модуляция была изобретена Rajeev Krishnamoorthy и Israel Bar-David в лаборатории Белла в Нидерландах.
Текущие реализации модуляции позволяют определить восемь временных положений корреляционных импульсов в интервале следования символа (внутри интервала следования PN-последовательности). Если такая технология применяется независимо на I- и Q-каналах в DQPSK, то получается 64 (8х8) различных информационных состояний. Объединяя фазоимпульсную модуляцию с DQPSK-модуляцией, обеспечивающей два различных состояния в I-канале и два различных состояния в Q-канале, получают 256 (64х2х2) состояний, что эквивалентно 8 информационным битам на символ.
DSSS/QAM-модуляция
Широкополосные сигналы, получаемые методом прямой последовательности, с квадратурной амплитудной модуляцией (DSSS/QAM) можно представлять как классические широкополосные сигналы с DQPSK-модуляцией, в которых информация передается еще и через изменение амплитуды. Применяя двухуровневую амплитудную модуляцию и DQPSK, получают 4 различных состояния в I-канале и 4 различных состояния в Q-канале. Модулированный сигнал можно подвергнуть еще и фазоимпульсной модуляции, что позволит увеличить информационную скорость.
Одним из ограничений применения DSSS/QAM является то, что сигналы с такой модуляцией довольно чувствительны к многолучевому распространению. Также вследствие применения одновременно и фазовой и амплитудной модуляции увеличивается соотношение Eb/N0 для получения того же значения BER, что и для MBOK.
Чтобы уменьшить чувствительность к искажениям, можно использовать эквалайзер. Но его применение нежелательно по двум причинам.
Во-первых, при этом необходимо увеличивать последовательность символов, настраивающую эквалайзер, что в свою очередь увеличивает длину преамбулы. Во-вторых, с добавлением эквалайзера возрастет стоимость системы в целом.
Дополнительная квадратурная модуляция может использоваться и в системах с Frequency Hopping. Так, фирма WaveAccess выпустила модем с торговой маркой Jaguar, который использует технологию Frequency Hopping, модуляцию QPSK совместно с 16QAM. В отличие от общепринятой в этом случае частотной FSK-модуляции это позволяет обеспечить реальную скорость передачи данных 2,2 Мбит/с. Инженеры фирмы WaveAccess считают, что применение технологии DSSS с более высокими скоростями (до 10 Мбит/с) нецелесообразно из-за незначительной дальности передачи (не более 100 м).
OCDM-модуляция
В широкополосных сигналах, получаемых мультиплексированием нескольких широкополосных сигналов с ортогональным кодовым уплотнением (Orthogonal Code Division Multiplex - OCDM), используется одновременно несколько широкополосных каналов на одной частоте.
Каналы разделяются за счет применения ортогональных PN-кодов. Фирма Sharp анонсировала 10-мегабитный модем, построенный по этой технологии. Фактически одновременно передаются 16 каналов с 16-чиповыми ортогональными кодами. В каждом канале применяется BPSK, затем каналы суммируются аналоговым методом.
Data Mux - мультиплексор входных данных
BPSK - блок фазовой модуляции
Spread - блок расширения спектра методом прямой последовательности
Sum - выходной сумматор
OFDM-модуляция
Широкополосные сигналы, получаемые мультиплексированием нескольких широкополосных сигналов с ортогональным частотным уплотнением (Оrthogonal Frequency Division Multiplex - OFDM), представляют собой одновременную передачу на разных несущих частотах сигналов с фазовой модуляцией. Модуляция описана в стандарте MIL-STD 188C. Одним из ее преимуществ является высокая устойчивость к провалам в спектре, возникающим вследствие многолучевого затухания. Узкополосное затухание может исключить одну или более несущих. Надежное соединение обеспечивается распределением энергии символа на несколько частот.
Это превышает спектральную эффективность аналогичной QPSK-системы в 2,5 раза. Существуют готовые микросхемы, реализующие OFDM-модуляцию. В частности, фирма Motorola выпускает OFDM-демодулятор МС92308 и "front-end" чип для OFDM МС92309. Схема типичного модулятора OFDM приведена на рис. 6.
Data mux - мультиплексор входных данных
Channel - частотный канал
BPSK - блок фазовой модуляции
Sum - сумматор частотных каналов
Заключение
В сравнительной таблице приведены оценки каждого типа модуляции по различным критериям и итоговая оценка. Меньшая оценка соответствует лучшему показателю. Квадратурная амплитудная модуляция берется лишь для сравнения.
При рассмотрении были отброшены различные типы модуляций, имеющие неприемлемые значения оценок различных показателей. Например, широкополосные сигналы с 16-позиционной фазовой модуляцией (PSK) - вследствие плохой устойчивости к интерференции, очень широкополосные сигналы - вследствие ограничений на протяженность частотного диапазона и необходимости иметь, как минимум, три канала для совместной работы расположенных рядом радиосетей.
Среди рассмотренных типов широкополосной модуляции наиболее интересной является М-ичная двуортогональная модуляция - MBOK.
В заключение хотелось бы отметить модуляцию, которая не вошла в серию экспериментов, проведенных инженерами Harris Semiconductor. Речь идет о фильтрованной QPSK-модуляции (Filtered Quadrature Phase Shift Keying - FQPSK). Данная модуляция была разработана профессором Kamilo Feher из Калифорнийского университета и запатентована совместно с фирмой Didcom, Inc.
Для получения FQPSK применяют нелинейную фильтрацию спектра сигнала в передатчике с последующим восстановлением его в приемнике. В результате спектр FQPSK занимает примерно в два раза меньшую площадь по сравнению со спектром QPSK при прочих равных параметрах. Кроме того, PER (коэффициент ошибок при передаче пакетов) FQPSK лучше аналогичного параметра у GMSK на 10-2-10-4. GSMK - это гауссовская частотная модуляция, используемая, в частности, в стандарте цифровой сотовой связи GSM. Новую модуляцию в достаточной мере оценили и применяют в своих изделиях такие компании, как EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications, а также NASA.
Нельзя однозначно сказать, какая именно модуляция будет использоваться в ШСПД XXI века. С каждым годом в мире растет количество информации, следовательно, все больше информации будет передаваться по каналам связи. Поскольку частотный спектр представляет собой уникальный природный ресурс, то требования к спектру, используемому системой передачи, будут непрерывно расти. Поэтому выбор наиболее эффективного способа модуляции при разработке ШСПД продолжает оставаться одним из важнейших вопросов.