Uveďme si pojem „ukazovateľ kvality“:

(20)

Hodnotu M je možné pochopiť z obr. 12, ktorý ukazuje typickú prenosovú charakteristiku p-kanálového FET.

Sklon krivky pri U C. a =0 sa rovná S max. Ak dotyčnica v bode U z.i = 0 pokračuje, kým sa nepretne s osou x, potom odreže úsečku U ots /M na tejto osi. Toto je ľahké zobraziť z (20):

(21)

Preto je M mierou nelinearity priepustnej charakteristiky tranzistora s efektom poľa. Ukazuje sa, že pri výrobe tranzistorov s efektom poľa difúznou metódou je M = 2.

Nájdite hodnotu prúdu I c0 výrazom (21):

Nahradením jeho hodnoty v (19) dostaneme:

Ak do vzorca (1) dáme R i >> R n, potom zosilnenie napätia pre obvod so spoločným zdrojom

(23)

Dosadením hodnoty zisku (23) do výrazu (22) dostaneme:

(24)

Zo vzťahu (24) môžeme vyvodiť nasledujúci záver: pri danom napájacom napätí je zosilnenie stupňa nepriamo úmerné medznému napätiu tranzistora s efektom poľa. Takže pre tranzistory s efektom poľa vyrobené difúznou metódou, M = 2 a pri U ot1 = 1,5 V (KP103E), U ots2 = 7 V (KP103M), napájacie napätie 12,6 V a U c = 7 V, sú zisky kaskády sa rovnajú 7,5 a 1,6. Zosilnenie kaskády s PT1 sa ešte viac zväčší, ak zvýšením záťažového odporu R n sa U s zníži na 1,6 V. Treba poznamenať, že v tomto prípade pri konštantnom napájacom napätí E n tranzistor s nízkou sklon môže poskytnúť väčšie napäťové zosilnenie ako tranzistor s vyššou transkonduktanciou (v dôsledku väčšieho odporu záťaže).

V prípade nízkeho zaťažovacieho odporu Rn je žiaduce použiť tranzistory s efektom poľa s vysokým medzným napätím, aby sa dosiahol väčší zisk (zvýšenie S).

Pri tranzistoroch s nízkym medzným napätím je zmena odberového prúdu s teplotou oveľa menšia ako u tranzistorov s vysokým medzným napätím, a preto sú požiadavky na stabilizáciu pracovného bodu nižšie. S predpätím brány, ktoré nastavuje teplotný koeficient zmeny odberového prúdu na nulu, majú tranzistory s nižším medzným napätím vyšší odberový prúd ako tranzistor s vyšším medzným napätím. Navyše, keďže predpätie na hradle (pri nulovom teplotnom koeficiente) je vyššie pre druhý tranzistor, tranzistor bude pracovať v režime, v ktorom je viac ovplyvnená nelinearita jeho charakteristík.

Pre dané napájacie napätie umožňujú FET s nízkou hranicou väčší dynamický rozsah. Napríklad z dvoch tranzistorov s medzným napätím 0,8 a 5 V pri napájacom napätí 15 V a maximálnom zaťažovacom odpore vypočítanom zo vzťahu (18) na výstupe prvého dostanete dvojnásobnú amplitúdu výstupný signál (definovaný ako rozdiel medzi E p a U ots), rovný 14,2 V, zatiaľ čo v druhom - iba 10 V. Rozdiel v zisku bude ešte výraznejší, ak sa E p zníži. Ak sa teda napájacie napätie zníži na 5 V, potom zdvojnásobená amplitúda výstupného napätia prvého tranzistora bude 4,2 V, zatiaľ čo druhý tranzistor je takmer nemožné použiť na tieto účely.

NELINEÁRNE SKRENIE V ZOSILŇOVAČOCH

Množstvo nelineárneho skreslenia, ktoré sa vyskytuje v zosilňovačoch FET, je určené mnohými parametrami obvodu: predpätím, prevádzkovým napätím, odporom záťaže, úrovňou vstupného signálu a charakteristikami tranzistorov s efektom poľa.

Keď sa na vstup zosilňovača so spoločným zdrojom privedie sínusové napätie U 1 sinωt, môže sa zapísať okamžitá hodnota celkového napätia v obvode hradlo-zdroj.

U z.i \u003d E cm + U 1 sinωt

kde E cm je napätie vonkajšieho predpätia aplikovaného na bránu.

Ak vezmeme do úvahy kvadratickú závislosť odtokového prúdu od napätia hradla (1), okamžitá hodnota i c sa bude rovnať:

(24a)

Rozšírením zátvoriek v rovnici (24a) získame podrobné vyjadrenie odtokového prúdu:

Z výrazu (24b) je zrejmé, že výstupný signál spolu s konštantnou zložkou a prvou harmonickou obsahuje druhú harmonickú frekvenciu vstupného signálu.

THD je definovaný ako pomer efektívnej hodnoty všetkých harmonických k efektívnej hodnote základnej harmonickej vo výstupnom signáli. Pomocou tejto definície z výrazu (24b) nájdeme harmonický koeficient, ktorý vyjadruje (E cm -U ots) až I c0:

(24v)

Výraz (24c) poskytuje len približný výsledok, pretože skutočné prietokové charakteristiky FET sa líšia od charakteristík opísaných výrazom (1).

Na dosiahnutie minimálneho nelineárneho skreslenia je potrebné:

Udržujte hodnotu U s a dostatočne veľkú, aby pri maximálnom diferenciáli výstupného signálu bola podmienka splnená

U s.i ≥(1,5...3)U ots

Nepracujte pri napätí brány-odtok v blízkosti poruchy;
- odolnosť voči zaťaženiu by mala byť dostatočne veľká.

Na obr. 16, c znázorňuje obvod, v ktorom tranzistor s efektom poľa pracuje s veľkým Rn, čo zaisťuje nízke skreslenie a vysoký zisk. Druhý tranzistor T2 s efektom poľa je tu použitý ako odpor záťaže. Tento obvod poskytuje napäťové zosilnenie asi 40 dB pri E pit = 9 V.

Výber typu FET, ktorý poskytuje najmenšie skreslenie, závisí od úrovne vstupného signálu, napájacieho napätia a požadovanej šírky pásma. S vysokou úrovňou výstupného signálu a značnou šírkou pásma sú žiaduce FET s veľkými Uots. Pri nízkej úrovni vstupného signálu alebo nízkom napájacom napätí sú preferované FET s malým Uots.

ZÍSKAJTE STABILIZÁCIU

Zisk ULF na FET, ako aj na iných aktívnych prvkoch, podlieha vplyvu rôznych destabilizačných faktorov, pod vplyvom ktorých mení svoju hodnotu. Jedným z takýchto faktorov sú zmeny okolitej teploty. Na boj proti týmto javom sa používajú hlavne rovnaké metódy ako v obvodoch založených na bipolárnych tranzistoroch: používajú negatívnu spätnú väzbu pre prúd aj napätie, pokrývajú jeden alebo viac stupňov a zavádzajú do obvodu prvky závislé od teploty.

V tranzistore s efektom poľa s p-n prechodom sa pôsobením teploty spätne vychýlený hradlový prúd mení exponenciálne, odtokový prúd a strmosť sa menia.

Vplyv zmeny hradlového prúdu I g na zosilnenie možno zoslabiť znížením odporu odporu R g v obvode hradla. Na zníženie vplyvu zmien odberového prúdu, ako v prípade použitia bipolárnych tranzistorov, možno použiť negatívnu jednosmernú spätnú väzbu (obr. 13, a).

Pozrime sa podrobnejšie na niektoré spôsoby, ako znížiť vplyv zmien sklonu S na zisk.

V režime slabého zosilnenia signálu zosilnenie nekompenzovaného stupňa FET klesá so stúpajúcou teplotou. Napríklad zisk obvodu na obr. 13, a, rovné 13,5 pri 20 °C, klesá na 12 pri +60 °C. Tento pokles je primárne spôsobený teplotnou zmenou v strmosti tranzistora s efektom poľa. Parametre predpätia, ako je odvodňovací prúd Ic, napätie medzi hradlom a zdrojom Uc.i a napätie medzi zdrojom a odvádzaním Uc.i, sa menia len mierne v dôsledku existujúcej spätnej väzby jednosmerného prúdu.

Ryža. 13. Obvody zosilňovača so stabilizáciou zisku.

a - nekompenzovaná kaskáda; b - stupeň kompenzovaného zisku; c - kompenzovaný zosilňovací stupeň s OOS; g - prechodná charakteristika.

Zaradením niekoľkých obyčajných diód do obvodu negatívnej spätnej väzby medzi hradlom a zdrojom (obr. 13, b) je možné stabilizovať zosilnenie zosilňovača bez zavádzania ďalších stupňov. So zvyšujúcou sa teplotou klesá priepustné napätie každej diódy, čo následne vedie k poklesu napätia U c.i.

Experimentálne sa ukázalo, že výsledná zmena napätia posúva pracovný bod takým spôsobom, že sklon S je relatívne stabilný v určitých medziach zmeny teploty (obr. 13, d). Napríklad zosilnenie zosilňovača podľa obvodu na obr. 13, b, rovná 11, si prakticky zachováva svoju hodnotu v teplotnom rozsahu 20-60 ° C (K a mení sa iba o 1%).

Zavedenie negatívnej spätnej väzby medzi hradlom a zdrojom (obr. 13, c) znižuje zisk, ale poskytuje lepšiu stabilitu. Zosilnenie zosilňovača podľa schémy na obr. 13c, rovný 9, sa pri zmene teploty z 20 na 60° prakticky nemení.

Starostlivým výberom pracovného bodu a počtu diód je možné stabilizovať zosilnenie s presnosťou 1% v rozsahu do 100°C.

ZNÍŽENIE VPLYVU VSTUPNEJ KAPACITY FETU NA FREKVENČNÉ VLASTNOSTI ZOSILŇOVAČOV

Pre sledovač zdroja znázornený na obr. 11, a, podľa jeho ekvivalentného obvodu (obr. 11, b) možno časovú konštantu vstupného obvodu určiť s dostatočnou presnosťou pre praktické výpočty takto:

τ v \u003d Rg [Cg + C s.s + Cs.i (1 - K a)], (25)

kde Rg a Cg sú parametre zdroja signálu.

Z výrazu (25) je zrejmé, že časová konštanta vstupného obvodu je priamo úmerná kapacitám С з.с a С з.и a kapacita Сз.и vplyvom NFB je znížená o ( 1-K u) krát.

Avšak získanie napäťového zosilnenia blízkeho jednotke (aby sa eliminoval efekt kapacity Cd.i) v konvenčnom obvode sledovača zdroja je spojené s ťažkosťami spojenými s nízkym prierazným napätím tranzistora s efektom poľa. Takže na tranzistore s efektom poľa KP102E s maximálny prúd odtok I c0 \u003d 0,5 mA, s maximálnym sklonom 0,7 mA / V, na získanie napäťového zosilnenia 0,98 je potrebné použiť odpor R n \u003d 65 kOhm. Pri I c0 \u003d 0,5 mA bude pokles napätia na odpore Rn asi 32,5 V a napájacie napätie by malo byť aspoň väčšie ako toto napätie o hodnotu U ots, t.j. E p \u003d 35 V.

Aby sa predišlo potrebe použiť vysoké napájacie napätie na získanie zisku blízkeho jednotke, v praxi sa často používajú kombinované sledovacie obvody založené na poľných a bipolárnych tranzistoroch.

Na obr. 14 je znázornený kombinovaný obvod, ako podľa typu tranzistorov v ňom použitých, tak aj podľa schémy ich zapojenia, ktorý sa nazýva sledovač zdroja so servozapojením. Drain tranzistora s riadeným poľom T1 je pripojený k báze bipolárneho tranzistora T2, z ktorého kolektora je signál privádzaný na zdrojovú svorku tranzistora s riadeným poľom v protifáze so vstupným signálom. Výberom rezistorov R5 a R6 je možné získať napätie signálu na zdroji rovné vstupnému napätiu, čím sa eliminuje vplyv kapacity C z.i.

Rezistor R1 inštalovaný v obvode predpätia brány je pripojený k zdroju tranzistora T1 cez veľký kondenzátor C2. Efektívny odpor v obvode predpätia je určený odporom odporu R 1 a faktorom spätnej väzby, takže

(35)

kde U a - amplitúda signálu na zdroji tranzistora T1.

Ryža. 14. Obvody zosilňovača so zníženou vstupnou kapacitou.

a - sledovač zdroja so sledovacím pripojením; b - so zníženou kapacitou C z.s; c - sledovač zdroja s dynamickou záťažou.

Pre veľké hodnoty β bipolárneho tranzistora T2 možno zisk obvodu približne odhadnúť pomocou nasledujúceho výrazu:

(36)

Ak je zosilňovač navrhnutý tak, aby pracoval pri nízkych frekvenciách, potom je možné rezistor R6 prepojiť s kondenzátorom C3 (na obr. 14 je a znázornené bodkovanou čiarou); v tomto prípade je horná hranica frekvencie určená výrazom

(37)

Vyššie sa uvažovalo o metóde na zníženie vplyvu kapacity hradla-zdroja Cz.i na frekvenčnú odozvu zosilňovača získaním zisku blízkeho jednotke zo sledovača zdroja. Vplyv kapacity C s zostal nezmenený.

Ďalšie zlepšenie frekvenčnej odozvy zosilňovačov je možné dosiahnuť znížením statickej kapacity hradla-odvodu vo vstupnom obvode obvodu.

Na zníženie vplyvu kapacity medzi bránou a odtokom môžete použiť metódu podobnú tej, ktorá je opísaná vyššie, aby ste znížili vplyv kapacity Cd, t. j. znížili napätie signálu cez kapacitu. V schéme znázornenej na obr. 14, b, je účinok kapacity Cs znížený natoľko, že vstupná kapacita kaskády je takmer úplne určená umiestnením častí v obvode a kapacitou inštalácie.

Prvý stupeň na tranzistore T1 má malú záťaž v obvode kolektora a je sledovačom zdroja pre signál odoberaný zo zdroja. Výstupný signál sa privádza do spoločného kolektorového stupňa pomocou bipolárneho tranzistora.

Na zníženie vplyvu kapacity C z.s sa signál z koncového stupňa (sledovača emitora) privádza cez kondenzátor C2 do kolektora tranzistora T1 vo fáze so vstupným signálom. Na zvýšenie kompenzačného účinku je potrebné prijať opatrenia na zvýšenie koeficientu prenosu prvého stupňa. To sa dosiahne privedením signálu z vysielača na predpäťový rezistor R3. V dôsledku toho sa napätie aplikované na odtok zväčší a negatívna spätná väzba sa stane efektívnejšou. Okrem toho zvýšenie koeficientu prenosu prvého stupňa ďalej znižuje vplyv kapacity C z.i.

Ak nepoužijete uvedené metódy na zníženie kapacity brány, potom je vstupná kapacita zvyčajne dosť významná (pre tranzistor KP103 je to 20-25 pF). V dôsledku toho je možné znížiť vstupnú kapacitu na 0,4-1 pF.

Zdrojový sledovač s dynamickým zaťažením (Podľa materiálov Yu. I. Glushkova a V. N. Semenova), krytý následnou spätnou väzbou do odtoku, je znázornený na obr. 14, c. Pomocou takejto schémy je možné eliminovať vplyv statického zosilnenia tranzistora s efektom poľa μ na koeficient prenosu sledovača zdroja a tiež znížiť kapacitu C z.s. Tranzistor T2 funguje ako stabilný generátor prúdu, ktorý nastavuje prúd v zdrojovom obvode tranzistora T1 s efektom poľa. Tranzistor T3 je dynamická záťaž v obvode kolektora tranzistora s efektom poľa, ale striedavý prúd. Parametre zdrojového nasledovníka:

EKONOMICKÝ ULF

Vývojár niekedy stojí pred úlohou vytvoriť ekonomické nízkofrekvenčné zosilňovače pracujúce z nízkonapäťového zdroja energie. V takýchto zosilňovačoch možno použiť tranzistory s efektom poľa s nízkym medzným napätím Uots a saturačným prúdom Ic0; tieto obvody majú nepochybné výhody oproti elektrónkovým a bipolárnym tranzistorovým obvodom.

Voľba pracovného bodu v ekonomických tranzistorových zosilňovačoch s efektom poľa je určená na základe podmienky získania minimálneho straty výkonu. Na tento účel je predpätie U c.i zvolené takmer rovné medznému napätiu, zatiaľ čo odberový prúd má tendenciu k nule. Tento režim poskytuje minimálne zahrievanie tranzistora, čo vedie k nízkym zvodovým prúdom brány a vysokému vstupnému odporu. Požadovaný zisk pri nízkych odberových prúdoch sa dosiahne zvýšením odporu záťaže.

V ekonomických nízkofrekvenčných zosilňovačoch je kaskádový obvod znázornený na obr. 10b. V tomto obvode sa na odpore v obvode zdroja vytvára predpätie, ktoré vytvára negatívnu prúdovú spätnú väzbu, ktorá stabilizuje režim pred vplyvom kolísania teploty a šírenia parametrov.

Na výpočet úsporných ULF kaskád môžeme navrhnúť nasledujúci postup, vyhotovený podľa obr. 10b.

1. Na základe podmienky získania minimálneho stratového výkonu vyberieme tranzistor s efektom poľa s nízkym medzným napätím U ots a saturačným prúdom I c0.
2. Pracovný bod tranzistora s efektom poľa volíme pre prúd I c (jednotky - desiatky mikroampérov).
3. Vzhľadom na to, že pri predpätí blízkom medznému napätiu môže byť kolektorový prúd približne určený výrazom

Rc ≈ U ots /R a (38)

odpor v obvode zdroja

R a ≈ U ots / I a (39)

4. Na základe požadovaného zisku zistíme R n. Keďže faktor zosilnenia

(40)

potom, ak zanedbáme posunovacie pôsobenie diferenčného odporu odtokového zdroja R i a dosadíme namiesto S jeho hodnotu získanú diferenciáciou výrazu pre odtokový prúd v (40), dostaneme:

(41)

Z posledného výrazu zistíme požadovaný odpor zaťaženia:

(42)

Tu sa končí výpočet zosilňovača a v procese nastavovania sú len špecifikované hodnoty rezistorov Rn a R a.

Na obr. 15 je znázornená praktická schéma ekonomického nízkofrekvenčného zosilňovača pracujúceho z kapacitného snímača (napríklad z piezokeramického hydrofónu).

Vďaka nízkemu predpätiu výstupného zosilňovača, ktorý pozostáva z dvoch tranzistorov T2 a T3, je stratový výkon celého predzosilňovača 13 μW. Predzosilňovač odoberá prúd 10µA pri napájacom napätí 1,35V.

Ryža. 15. schému zapojenia ekonomický zosilňovač.

Vstupná impedancia predzosilňovača je určená odporom rezistora R1. V skutočnosti možno vstupný odpor tranzistora s efektom poľa zanedbať, pretože je rádovo väčší ako odpor rezistora R1.

V režime malého signálu je predný koniec predzosilňovača ekvivalentný obvodu so spoločným zdrojom, zatiaľ čo obvody predpätia sú implementované ako v obvode sledovača zdroja.

Tranzistor s efektom poľa použitý v tomto obvode musí mať malé medzné napätie Uots a malý odberový prúd I c0 pri hradlovom napätí U c.i = 0.

Vodivosť kanála tranzistora T1 s efektom poľa závisí od odberového prúdu, a keďže tento je nevýznamný, vodivosť je tiež malá. Preto je výstupná impedancia obvodu so spoločným zdrojom určená odporom R2. Podľa výstupnej impedancie zosilňovača 4 kOhm je napäťové zosilnenie 5 (14 dB).

KASKÁDY ULF S DYNAMICKOU ZÁŤAŽOU

Tranzistory s efektom poľa uľahčujú implementáciu nízkofrekvenčných zosilňovacích obvodov s dynamickou záťažou. V porovnaní so zosilňovacím stupňom reostatu, ktorý má konštantný odpor záťaže, má zosilňovač s dynamickou záťažou vyššie zosilnenie napätia.

Schematický diagram zosilňovača s dynamickou záťažou je na obr. 16, a.

Ako dynamický odpor záťaže kolektora tranzistora T1 s efektom poľa sa používa aktívny prvok - tranzistor s efektom poľa T2, ktorého vnútorný odpor závisí od amplitúdy signálu na odbere tranzistora T1. Tranzistor T1 je zapojený podľa spoločného zdrojového obvodu a T2 je zapojený podľa spoločného obvodu kolektora. Pre jednosmerný prúd sú oba tranzistory zapojené do série.

Ryža. 16. Schematické schémy zosilňovačov s dynamickou záťažou.

a - na dvoch PT; b - na PT a bipolárnom tranzistore; c - s minimálnym počtom dielov.

Vstupný signál Uin je privedený na hradlo tranzistora T1 s efektom poľa a je odstránený zo zdroja tranzistora T2.

Zosilňovací stupeň (obr. 16, a) môže slúžiť ako model pri stavbe viacstupňových zosilňovačov. Pri použití tranzistorov s efektom poľa typu KP103Zh má kaskáda nasledujúce parametre:

Je potrebné poznamenať, že pri použití FET s nízkym medzným napätím možno získať vyššie napäťové zosilnenie ako pri použití FET s vysokým medzným napätím. To sa vysvetľuje skutočnosťou, že vnútorný (dynamický) odpor FET s nízkym medzným napätím je väčší ako vnútorný (dynamický) odpor FET s vysokým medzným napätím.

Ako dynamický odpor možno použiť aj bežný bipolárny tranzistor. V tomto prípade je napäťové zosilnenie dokonca o niečo vyššie ako pri použití tranzistora s efektom poľa v dynamickej záťaži (v dôsledku väčšieho R i). Ale v tomto prípade sa zvyšuje počet častí potrebných na vytvorenie zosilňovacieho stupňa s dynamickým zaťažením. Schematický diagram takejto kaskády je znázornený na obr. 16b a jeho parametre sú blízke parametrom predchádzajúceho zosilňovača znázorneného na obr. 16, a.

Na získanie vysokého zisku v nízkošumovom ULF s nízkym napájacím napätím by sa mali použiť zosilňovače s dynamickou záťažou.

Na obr. 16c znázorňuje dynamicky zaťažený zosilňovací stupeň, ktorý udržuje súčiastky na minime a poskytuje zisk až 40 dB pri nízkych hladinách šumu. Napäťové zosilnenie pre tento obvod môže byť vyjadrené ako

(43)

kde S max1 - strmosť tranzistora T1; R i1, R i2 - dynamický odpor tranzistorov T1 a T2, resp.

ULF NA MIKROSCHÉMACH

Mikroobvod K2UE841 je jedným z prvých lineárnych mikroobvodov zvládnutých v našom odvetví. Je to dvojstupňový zosilňovač s hlbokou negatívnou spätnou väzbou (nasledovač), zostavený na tranzistoroch s efektom poľa. Mikroobvody tohto typu sú široko používané ako vstupné stupne citlivých širokopásmových zosilňovačov, ako vzdialené stupne pri prenose signálov cez kábel, v aktívnych filtračných obvodoch a iných obvodoch, ktoré vyžadujú vysokú vstupnú a nízku výstupnú impedanciu a stabilný prenosový koeficient.

Schéma zapojenia takéhoto zosilňovača je znázornená na obr. 17a; spôsoby zapnutia mikroobvodu - na obr. 17, b, c, d.

Rezistor R3 je zavedený do obvodu na ochranu výstupného tranzistora pred preťažením v prípade skratu na výstupe. Miernym poklesom spätnej väzby (na obr. 17 je v R os znázornená bodkovaná čiara) je možné získať koeficient prenosu rovný jednej alebo o niečo viac.

Vstupná impedancia zosilňovačov sa môže výrazne zvýšiť (10-100-krát), ak je hradlovému obvodu poskytnutá spätná väzba pomocou kondenzátora C (znázornené bodkovanou čiarou na obr. 17, c). V tomto prípade je vstupná impedancia sledovača približne rovná:

R v \u003d R s / (1-K a),

kde K a - koeficient prenosu opakovača.

Hlavné elektrické parametre opakovača sú nasledovné:

Priemysel si osvojil výrobu hybridných filmových mikroobvodov série K226, čo sú nízkošumové nízkofrekvenčné zosilňovače s tranzistorom s efektom poľa na vstupe. Ich hlavným účelom je zosilniť slabé striedavé signály zo snímačov s vysokým vnútorným odporom.

Ryža. 17. Čip K24E841.

a - schematický diagram; b - obvod s jedným napájacím napätím 12,6 V; c - obvod s dvoma napájacími zdrojmi s napätím + -6,3 V; d - obvod s jedným zdrojom s napätím -6,3 V.

Mikroobvody sú vyrobené na sklokeramickom substráte pomocou technológie hybridného filmu s použitím poľných a bipolárnych bezbalíkových tranzistorov.

Mikroobvody nízkofrekvenčných zosilňovačov sú rozdelené do skupín podľa zosilnenia a úrovne šumu (tabuľka 1). Vzhľad a celkové rozmery sú znázornené na obr. 18.

Schematické schémy zosilňovačov sú znázornené na obr. 19, a, b a 20, a, b a ich spínacie obvody sú znázornené na obr. 21, a, d. Pri zapínaní mikroobvodov podľa schém na obr. 21, a a c, vstupná impedancia zosilňovačov sa rovná odporu externého odporu Ri. Na zvýšenie vstupného odporu (až 30 MΩ alebo viac) je potrebné použiť obvody z obr. 21,6, g.

stôl 1

Ryža. 18. Vzhľad a celkové rozmery mikroobvodov K2US261-K2US265.

Hlavné elektrické parametre mikroobvodov K2US261 a K2US262:

Ryža. 19. Schematické schémy zosilňovačov.

a - K2US261; b - K2US262.

Ryža. 20. Schematické schémy zosilňovačov.

a - K2US263; b - K2US264 (všetky diódy typu KD910B).

Hlavné elektrické parametre mikroobvodov K2US263 a K2US264:

Ryža. 21. Spínacie obvody zosilňovačov.

Odporúčania pre použitie mikroobvodov. Frekvenčnú závislosť a medznú frekvenciu na úrovni 0,7 V v nízkofrekvenčnej oblasti s dostatočne veľkou časovou konštantou vstupného obvodu určuje externý kondenzátor negatívneho spätnoväzbového filtra C2 a odpor spätnoväzbového odporu R o.s. v súlade so vzťahmi:

Špičkové napätie na vstupe mikroobvodov K2US261, K2US262 by nemalo prekročiť 1 V pre kladnú polaritu a 3 V pre zápornú polaritu; na vstupe mikroobvodov K2US263, K.2US264 - nie viac ako 2 V pre kladnú polaritu a nie viac ako 1 V pre zápornú polaritu.

Zvodový odpor R1 pre vstupný prúd v rozsahu prevádzkových teplôt -60 až +70°C by nemal presiahnuť 3 MΩ. V oblasti nižších maximálnych teplôt alebo pri znížených požiadavkách na hodnotu výstupného napätia možno zväčšiť odpor rezistora R1, aby sa zvýšil vstupný odpor stupňa.

Zvodový prúd vstupného väzobného kondenzátora C1 nesmie presiahnuť 0,06 μA.

Na udržanie maximálneho výstupného napätia by zvodový prúd kondenzátora C2 v rozsahu prevádzkovej teploty nemal prekročiť 20 μA. Túto požiadavku spĺňa kondenzátor typu K52-1A s kapacitou 470 μF, ktorého zvodový prúd pri týchto napätiach nepresahuje 10 μA.

PRAKTICKÉ SCHÉMY NÍZKOFREKVENČNÝCH ZOSILŇOVAČOV NA POĽNÝCH tranzistoroch

Tranzistory s efektom poľa sa zvyčajne používajú v zosilňovačoch v spojení s bipolárnymi tranzistormi, ale môžu sa použiť aj ako aktívne zariadenia vo viacstupňových audiofrekvenčných zosilňovačoch s odporovo-kapacitnou väzbou. Na obr. 22 ukazuje príklad použitia tranzistorov s efektom poľa v obvode RC zosilňovača. Obvod tohto zosilňovača slúžil na záznam zvukových signálov mora. Signál na vstup zosilňovača bol odoberaný z piezokeramického hydrofónu G a ako záťaž zosilňovača slúžil kábel typu KVD4x1,5 v dĺžke 500 m.

Vstupný stupeň zosilňovača je vyrobený na tranzistore s efektom poľa typu KP103Zh s minimálnym šumovým číslom. Na rovnaký účel (zníženie šumu) sú prvé dva stupne napájané zníženým napätím získaným pomocou parametrického stabilizátora D1R8. Vďaka týmto opatreniam bola hladina hluku privedená na vstup vo frekvenčnom pásme 4 Hz-20 kHz 1,5-2 μV.

Na korekciu frekvenčnej odozvy zosilňovača vo vyšších frekvenciách je možné paralelne s rezistormi R6 a R10 zapojiť zodpovedajúce korekčné kondenzátory.

Na vyrovnanie vysokej výstupnej impedancie zosilňovača s nízkoodporovou záťažou (káblom) sa používa napäťový sledovač na tranzistoroch T4, T5, čo je dvojstupňový zosilňovač s priamym zapojením. Aby sa eliminoval bočný efekt predpätia rezistorov R11, R12, je cez reťaz R13, C6 zavedená pozitívna spätná väzba na striedavý prúd. Vypočítaná hodnota výstupného odporu takéhoto opakovača je 10 ohmov.

Na testovanie výkonu a zisku zosilňovača sa používa kalibračný generátor zostavený podľa symetrického multivibračného obvodu. Kalibračný generátor vytvára amplitúdovo stabilizované pravouhlé impulzy pomocou Zenerových diód D2-D5 typu D808 s frekvenciou 85 Hz, ktoré sú v momente zapnutia kalibrátora privádzané cez hydrofón na vstup zosilňovača. Pomocou deliča napätia na rezistoroch R16, R17 bola amplitúda impulzu nastavená na 1 mV.

Napriek jednoduchosti obvodu zosilňovača sa zisk mierne mení (asi 2%), keď sa teplota okolia mení v rozsahu 0-40 ° C a zisk pri izbovej teplote 20 ° C bol 150.

Ryža. 22. Schéma hydroakustického zosilňovača.

Ak sa výstupná impedancia prvého stupňa na tranzistore s efektom poľa môže znížiť natoľko, že je možné použiť bežné bipolárne tranzistory v nasledujúcich stupňoch, potom nie je ekonomické používať tranzistory s efektom poľa na ďalšie zosilnenie. V týchto prípadoch sa používajú zosilňovače využívajúce poľné a bipolárne tranzistory.

Na obr. 23 je schematický diagram nízkofrekvenčného zosilňovača na poľných a bipolárnych tranzistoroch, ktorý má parametre blízke parametrom trojstupňového RC zosilňovača na tranzistoroch s efektom poľa (obr. 22). Takže so ziskom rovným 150, frekvenčnou odozvou na úrovni 0,7 od 20 Hz do 100 kHz, hodnota maximálneho výstupného neskresleného signálu pri R n \u003d 3 kOhm je 2 V.

Tranzistor s efektom poľa T1 (obr. 23) je zapojený podľa obvodu so spoločným zdrojom a bipolárny tranzistor - podľa obvodu so spoločným emitorom. Na stabilizáciu výkonu je zosilňovač pokrytý negatívnou jednosmernou spätnou väzbou.

Na obr. 24 je znázornený obvod nízkofrekvenčného zosilňovača s priamymi zapojeniami, ktorý vyvinuli V. N. Semenov a V. G. Fedorin, určený na zosilnenie slabých signálov zo zdrojov s vysokou vstupnou impedanciou. Zosilňovač neobsahuje izolačné kondenzátory, takže jeho rozmery môžu byť malé.

Parametre zosilňovača sú nasledovné:

Obvod je DCF so 100% jednosmernou spätnou väzbou; vďaka tomu sa dosiahne minimálny drift a stabilita režimov. DC spätná väzba je zavedená cez dolnopriepustný filter, takže spodná medzná frekvencia zosilňovača je určená parametrami tohto filtra.

Na stabilizáciu zisku sa používa negatívna spätná väzba pri frekvencii signálu s hĺbkou asi 20 dB. Zisk závisí od hĺbky spätnej väzby.

Ryža. 23. Zásadový Schéma ULF poľné a bipolárne tranzistory.

Ryža. 24. Schéma ULF s priamymi zapojeniami.

Použitie spätnej väzby robí zosilňovač nekritickým voči zmene napájacieho napätia a rozptylu parametrov tranzistorov a všetkých častí okrem R10 a R11. Medzi vlastnosti obvodu patrí skutočnosť, že tranzistory T3 a T4 pracujú s napätiami U b.e. rovnými U k.e.

Vysoká vstupná impedancia zosilňovača je dosiahnutá použitím tranzistorov s efektom poľa. Pri nižších frekvenciách bude určený odporom rezistora R1, pri vyšších frekvenciách vstupnou kapacitou obvodu.

A.G. Milekhin

Literatúra:

1. Tranzistory s efektom poľa. Fyzika, technológia a aplikácia. Za. z angličtiny. vyd. A. Mayorová. M., "Sovietsky rozhlas", 1971.
2. Sevin L. Tranzistory s efektom poľa. M., "Sovietsky rozhlas", 1968.
3. Malin VV‚ Sonin MS Parametre a vlastnosti tranzistorov s efektom poľa. M., "Energia", 1967.
4. Shervin V. Príčiny skreslenia v tranzistorových zosilňovačoch s efektom poľa. - "Elektronika", 1966, č.25.
5. Downes R. Ekonomický predzosilňovač. "Elektronika", 1972, č. 5.
6. Holzman N. Eliminácia emisií pomocou operačného zosilňovača. "Elektronika", 1971, č. 3.
7. Gozling V. Aplikácia tranzistorov s efektom poľa. M., "Energia". 1970.
8. De Cold. Použitie diód na teplotnú stabilizáciu zosilnenia tranzistora s efektom poľa - "Elektronika", 1971, č.12.
9. Galperin M. V., Zlobin Yu. V., Pavleiko V. A. Tranzistorové jednosmerné zosilňovače. M., "Energia", 1972.
10. Technický katalóg. „Nové spotrebiče. Tranzistory s efektom poľa. hybridné integrované obvody. Ed. Ústredný výskumný ústav "Elektronika", 74.
11. Topchilov N. A. Hybridné lineárne mikroobvody s vysokoodporovým vstupom - Elektronický priemysel, 1973, č. 9.

technické údaje
Maximálny RMS výkon:
pri RH = 4 Ohm, W 60
pri RH = 8 Ohm, W 32
Rozsah prevádzkovej frekvencie. Hz 15...100 000
THD:
pri f = 1 kHz, Рout = 60 W, RH = 4 Ohm, % 0,15
pri f = 1 kHz, Рout = 32 W, RH = 8 Ohm, % 0,08
Zisk, dB 25...40
Vstupná impedancia, kOhm 47

Nastavenie

Je nepravdepodobné, že pri zostavovaní zosilňovača podľa tejto schémy bude mať nejaký skúsený experimentátor ťažkosti s dosahovaním uspokojivých výsledkov. Hlavné problémy, ktoré je potrebné zvážiť, sú nesprávna inštalácia prvkov a poškodenie tranzistorov MOS v dôsledku nesprávnej manipulácie alebo keď je obvod pod napätím. Nasledujúci kontrolný zoznam na riešenie problémov je navrhnutý ako pomôcka pre experimentátora:
1. Pri montáži DPS najskôr nainštalujte pasívne prvky a uistite sa, že polarita elektrolytických kondenzátorov je správne zapnutá. Potom nainštalujte tranzistory VT1 ... VT4. Nakoniec nainštalujte MOSFET tak, aby ste sa vyhli statickému náboju súčasným skratovaním vodičov so zemou a použitím uzemnenej spájkovačky. Skontrolujte zmontovanú dosku pre správnu inštaláciu prvkov. Na tento účel bude užitočné použiť usporiadanie prvkov znázornené na obr. 2 Skontrolujte dosky plošných spojov pre spájkovacie skraty dráh a ak nejaké sú, odstráňte ich. Skontrolujte spájkované spoje vizuálne a elektricky pomocou multimetra a v prípade potreby ich zopakujte.
2. Teraz je možné použiť napájanie zosilňovača a nastaviť pokojový prúd koncového stupňa (50...100 mA). Potenciometer R12 sa najskôr nastaví na minimálny pokojový prúd (proti smeru hodinových ručičiek k poruche na topológii dosky na obr. 2). kladná výkonová vetva zapína ampérmeter s limitom merania 1 A. Otáčaním posúvača odporu R12 sa získajú hodnoty ampérmetra 50 ... 100 mA. Nastavenie pokojového prúdu je možné vykonať bez pripojenia záťaže. Ak je však v obvode zahrnutý reproduktor so záťažou, musí byť chránený poistkou proti preťaženiu jednosmerným prúdom. Pri nastavenom kľudovom prúde by prijateľná hodnota výstupného offsetového napätia mala byť menšia ako 100 mV.

Nadmerné alebo nepravidelné zmeny v pokojovom prúde pri nastavovaní R12 naznačujú výskyt generovania v obvode alebo nesprávne pripojenie prvkov. Je potrebné dodržiavať vyššie popísané odporúčania (sériové zapojenie rezistorov v obvode hradla, minimalizácia dĺžky spojovacích vodičov, spoločná zem). Okrem toho musia byť napájacie oddeľovacie kondenzátory inštalované v tesnej blízkosti výstupného stupňa zosilňovača a uzemňovacieho bodu záťaže. Aby sa predišlo prehriatiu výkonových tranzistorov, je potrebné vykonať reguláciu pokojového prúdu pomocou tranzistorov MOS inštalovaných na chladiči.
3. Po nastavení pokojového prúdu je potrebné odstrániť ampérmeter
z kladného napájacieho obvodu a na vstup zosilňovača môže byť
pracovný signál. Úroveň vstupného signálu na získanie plného menovitého výkonu musí byť nasledovná:
UBX = 150 mV (RH = 4 ohmy, Ki = 100);
UBX = 160 mV (RH = 8 ohmov, Ki = 100);
UBX = 770 mV (RH = 4 ohmy, Ki = 20);
UBX = 800 mV (RH = 8 ohmov, Ki = 20).
"Zrezanie" na špičkách výstupného signálu pri prevádzke s menovitým výkonom indikuje slabú stabilizáciu napájacieho napätia a môže byť opravené znížením amplitúdy vstupného signálu a znížením menovitého výkonu zosilňovača.
Frekvenčnú odozvu zosilňovača je možné testovať vo frekvenčnom rozsahu 15 Hz...100 kHz pomocou audio testovacej súpravy alebo oscilátora a osciloskopu. Skreslenie výstupného signálu pri vysokých frekvenciách indikuje reaktívny charakter záťaže a pre obnovenie tvaru signálu bude potrebné zvoliť hodnotu indukčnosti výstupnej tlmivky L1. Frekvenčnú odozvu pri vysokých frekvenciách je možné vyrovnať pomocou kompenzačného kondenzátora zapojeného paralelne s R6. Nízkofrekvenčná časť frekvenčnej odozvy je korigovaná prvkami R7, C2.
4. Prítomnosť pozadia (bzučania) sa s najväčšou pravdepodobnosťou vyskytuje v obvode
keď je zisk nastavený príliš vysoko. Vstupný odber s vys
impedancia je minimalizovaná použitím tieneného
kábel uzemnený priamo na zdroji signálu. Nízkofrekvenčné zvlnenie napájacieho zdroja privádzané do vstupného stupňa
zosilňovač, možno eliminovať kondenzátorom C3. Dodatočné
pozadie je tlmené diferenciálnou kaskádou
na tranzistoroch VT1, VT2 predzosilňovač. Ak je však zdrojom pozadia napájacie napätie, potom môžete zvoliť hodnotu SZ, R5 na potlačenie amplitúdy vlnenia.
5. Ak tranzistory koncového stupňa zlyhajú v dôsledku skratu v záťaži alebo v dôsledku generovania vysokej frekvencie, musia sa vymeniť oba MOSFETy a je nepravdepodobné, že by zlyhali iné prvky. Pri inštalácii schémy nových zariadení je potrebné zopakovať postup nastavenia.

Schéma napájania

Najlepšie návrhy „Rádioamatérskeho“ vydania 2

Obvod zosilňovača so zmenami:

Tranzistorové zosilňovače s efektom poľa (FET) majú veľkú vstupnú impedanciu. Typicky sa takéto zosilňovače používajú ako prvé stupne predzosilňovačov, jednosmerné zosilňovače na meranie a iné elektronické zariadenia.
Použitie zosilňovačov s veľkou vstupnou impedanciou v prvých stupňoch umožňuje zosúladiť zdroje signálu s veľkým vnútorným odporom s nasledujúcimi výkonnejšími zosilňovacími stupňami s malou vstupnou impedanciou. Zosilňovacie stupne na tranzistoroch s efektom poľa sa najčastejšie vykonávajú podľa obvodu so spoločným zdrojom.

Keďže predpätie medzi hradlom a zdrojom je nulové, pokojový režim tranzistora VT je charakterizovaný polohou bodu A na charakteristike drain-gate pri U GD = 0 (obr. 15,b).
V tomto prípade, keď sa na vstup zosilňovača privedie striedavé harmonické (to znamená sínusové) napätie U GS s amplitúdou U mZI, kladné a záporné polcykly tohto napätia budú zosilnené odlišne: so zápornou polovicou cyklu vstupného napätia U GS bude amplitúda premennej zložky odtokového prúdu I "mc väčšia, ako pri kladnom polcykle (I "" mc), keďže strmosť charakteristiky drain-gate v reze AB je väčší v porovnaní so sklonom v úseku AC: V dôsledku toho sa tvar premennej zložky odtokového prúdu a ním generované striedavé napätie na záťaži U OUT bude líšiť od tvaru vstupného napätia, to znamená, byť skreslením zosilneného signálu.
Na zníženie skreslenia signálu pri jeho zosilňovaní je potrebné zabezpečiť činnosť tranzistora s efektom poľa pri konštantnej strmosti jeho charakteristiky drain-gate, to znamená v lineárnom úseku tejto charakteristiky.
Na tento účel je v obvode zdroja zahrnutý odpor R a (obr. 16, a).

Odtokový prúd I C0 pretekajúci cez odpor vytvára na ňom napätie
U Ri = I C0 Ri, ktorý je aplikovaný medzi zdrojom a hradlom, vrátane EAF vytvoreného medzi oblasťami hradla a zdroja, v opačnom smere. To vedie k zníženiu odtokového prúdu a prevádzkový režim bude v tomto prípade charakterizovaný bodom A "(obr. 16, b).

Aby sa predišlo poklesu zosilnenia, paralelne s odporom R je zapojený vysokokapacitný kondenzátor C, ktorý eliminuje negatívnu spätnú väzbu na striedavý prúd tvorenú striedavým napätím na rezistore R a. V režime charakterizovanom bodom A“ zostáva sklon charakteristiky drain-gate pri zosilňovaní striedavého napätia približne rovnaký so zosilňovaním kladných a záporných polcyklov vstupného napätia, v dôsledku čoho dochádza k skresleniu zosilnené signály budú bezvýznamné
(sekcie A "B" a A "C" sú približne rovnaké).
Ak je v pokojovom režime napätie medzi hradlom a zdrojom označené U ZIO a odtokový prúd pretekajúci cez FET je I C0, potom odpor odporu R a (v ohmoch) možno vypočítať podľa vzorca :
Ri \u003d 1000 U ZIO / I C0,
do ktorého je nahradený odberový prúd I C0 v miliampéroch.
Obvod zosilňovača znázornený na obr. 15 používa FET s riadiacim p-n prechodom a kanálom typu p. Ak sa podobný tranzistor použije ako FET, ale s kanálom typu n, obvod zostane rovnaký a zmení sa iba polarita pripojenia napájacieho zdroja.
Zosilňovače vyrobené na MOS tranzistoroch s efektom poľa s indukovaným alebo vstavaným kanálom majú ešte väčší vstupný odpor. Pri jednosmernom prúde môže vstupná impedancia takýchto zosilňovačov prekročiť 100 MΩ. Keďže ich hradlové a kolektorové napätie má rovnakú polaritu, na zabezpečenie potrebného predpätia v hradlovom obvode môžete použiť napájacie napätie G C tak, že ho pripojíte k napäťovému deliču pripojenému na vstup tranzistora spôsobom znázorneným na obr. 17.

Spoločné odtokové zosilňovače

Obvod zosilňovača FET so spoločným odberom je podobný obvodu zosilňovača so spoločným kolektorom. Obrázok 18a znázorňuje schému zosilňovača so spoločným odberom na FET s riadiacim p-n prechodom a kanálom typu p.

Rezistor Ri je pripojený k zdrojovému obvodu a odtok je priamo pripojený k zápornému pólu napájacieho zdroja. Odtokový prúd, ktorý závisí od vstupného napätia, preto vytvára pokles napätia iba na rezistore Ri. Činnosť kaskády je znázornená na grafoch na obr. 18b pre prípad, keď má vstupné napätie sínusový tvar. V počiatočnom stave preteká tranzistorom kolektorový prúd I C0, ktorý vytvára na rezistore R napätie U I0 (U OUT0). Počas kladného polcyklu vstupného napätia sa spätné predpätie medzi hradlom a zdrojom zvyšuje, čo vedie k zníženiu odtokového prúdu a absolútnej hodnoty napätia na rezistore R a. V zápornom polperióde vstupného napätia naopak predpätie brány klesá, kolektorový prúd a absolútna hodnota napätia na rezistore R sa zvyšujú a zvyšujú. Výsledkom je, že výstupné napätie odobraté z rezistora Ri, t.j. zo zdroja FET (obr. 18, b), má rovnaký tvar ako vstupné napätie.
V tomto ohľade sa zosilňovače so spoločným odberom nazývajú sledovače zdroja (zdrojové napätie opakuje vstupné napätie v tvare a hodnote).

Staré, ale zlaté

Obvody zosilňovačov už vo svojom vývoji prešli špirálou a teraz sme svedkami „elektrónkovej renesancie“. V súlade so zákonmi dialektiky, do ktorých sme boli tak tvrdohlavo bubnovaní, by mala prísť na rad „tranzistorová renesancia“. Samotná skutočnosť je nevyhnutná, pretože lampy sú už pri všetkej svojej kráse veľmi nepohodlné. Dokonca aj doma. Tranzistorové zosilňovače však nahromadili svoje nevýhody ...
Dôvod "tranzistorového" zvuku bol vysvetlený už v polovici 70. rokov - hlboká spätná väzba. Spôsobuje to dva problémy naraz. Prvým je prechodné intermodulačné skreslenie (TIM) v samotnom zosilňovači, spôsobené oneskorením signálu v spätnoväzbovej slučke. Existuje len jeden spôsob, ako sa s tým vysporiadať - zvýšením rýchlosti a zosilnením pôvodného zosilňovača (bez spätnej väzby), čo je plné vážnych komplikácií obvodu. Výsledok je ťažké predpovedať: či bude alebo nie.
Druhým problémom je, že hlboká spätná väzba výrazne znižuje výstupnú impedanciu zosilňovača. A to je pre väčšinu reproduktorov plné výskytu týchto intermodulačných skreslení priamo v dynamických hlavách. Dôvodom je, že pri pohybe cievky v medzere magnetického systému sa výrazne mení jej indukčnosť, takže sa mení aj impedancia hlavy. Pri nízkej výstupnej impedancii zosilňovača to vedie k dodatočným zmenám prúdu cez cievku, čo spôsobuje nepríjemné podtóny, ktoré sa mylne považujú za skreslenie zosilňovača. Tým sa dá vysvetliť aj paradoxný fakt, že pri ľubovoľnom výbere reproduktorov a zosilňovačov jedna zostava „znie“ a druhá „neznie“.

elektrónkové zvukové tajomstvo =
vysoká impedancia výstupného zosilňovača
+ plytká spätná väzba .
Podobné výsledky však možno dosiahnuť aj s tranzistorovými zosilňovačmi. Všetky nižšie uvedené obvody spája jedna vec – nekonvenčné a dnes už zabudnuté „asymetrické“ a „nesprávne“ obvody. Je to však také zlé, ako sa o ňom hovorí? Napríklad fázový menič s transformátorom je skutočný Hi-End! (Obr. 1) Fázový menič s rozdelenou záťažou (Obr. 2) je požičaný z obvodov lampy ...
obr.1

obr.2

obr.3

Tieto schémy sú teraz nezaslúžene zabudnuté. Ale márne. Na ich základe pomocou modernej základne prvkov môžete vytvárať jednoduché zosilňovače s veľmi vysoká kvalita zvuk. V každom prípade to, čo som náhodou zozbieral a vypočul, znelo slušne – jemne a „chutne“. Hĺbka spätnej väzby vo všetkých obvodoch je malá, existujú lokálne OOS a výstupná impedancia je významná. Neexistuje ani všeobecný OOS pre jednosmerný prúd.

Vyššie uvedené schémy však v triede fungujú B, takže majú "prepínacie" skreslenia. Na ich odstránenie je potrebné pracovať na koncovom stupni v "čistej" triede A. A objavila sa aj takáto schéma. Autorom schémy je J.L. Linsley Hood. Prvé zmienky v domácich prameňoch siahajú do druhej polovice 70. rokov.


obr.4

Hlavná nevýhoda zosilňovačov triedy A, obmedzujúce rozsah ich aplikácie - veľký pokojový prúd. Existuje však aj iný spôsob, ako eliminovať spínanie skreslenia – použitie germániových tranzistorov. Ich výhodou sú malé skreslenia v režime B. (Jedného dňa napíšem ságu venovanú germániu.)Ďalšou otázkou je, že teraz nie je ľahké nájsť tieto tranzistory a výber je obmedzený. Pri opakovaní nasledujúcich návrhov je potrebné pamätať na to, že tepelná odolnosť germániových tranzistorov je nízka, takže nemusíte šetriť na radiátoroch pre koncový stupeň.

obr.5

Na tomto diagrame je zaujímavá symbióza germániových tranzistorov s poľným. Kvalita zvuku je napriek viac ako skromným vlastnostiam veľmi dobrá. Aby som si osviežil dojmy spred štvrťstoročia, nebol som príliš lenivý zostaviť štruktúru na makete a mierne ju zmodernizovať, aby zodpovedala moderným označeniam dielov. Tranzistor MP37 je možné nahradiť kremíkovým KT315, keďže pri nastavovaní ešte treba zvoliť odpor odporu R1. Pri práci s 8 ohmovou záťažou sa výkon zvýši na cca 3,5 W, kapacita kondenzátora C3 sa bude musieť zvýšiť na 1000 mikrofaradov. A aby ste mohli pracovať so záťažou 4 ohmy, budete musieť znížiť napájacie napätie na 15 voltov, aby ste neprekročili maximálny stratový výkon tranzistorov koncového stupňa. Keďže neexistuje všeobecný jednosmerný prúd CNF, tepelná stabilita postačuje len na domáce použitie.

• Schémy 1,2,3,5 boli uverejnené v časopise Rádio.
• Schéma 4 požičaná zo zbierky
  V.A. Vasiliev "Zahraničné amatérske rádiové návrhy" M. Rádio a komunikácia, 1982, s.14 ... 16
• Schémy 6 a 7 sú požičané zo zbierky
  J. Bozdeh "Navrhovanie prídavných zariadení pre magnetofóny" (preložené z češtiny) M. Energoizdat 1981, s. 148,175
• Podrobne o mechanizme výskytu intermodulačného skreslenia: Má mať UMZCH nízku výstupnú impedanciu?

UMZCH na tranzistoroch s efektom poľa

Použitie tranzistorov s efektom poľa vo výkonovom zosilňovači môže výrazne zlepšiť kvalitu zvuku pri všeobecnom zjednodušení obvodu. Prenosová charakteristika tranzistorov s efektom poľa je blízka lineárnej alebo kvadratickej, takže v spektre výstupného signálu sa prakticky nevyskytujú rovnomerné harmonické, navyše dochádza k rýchlemu poklesu amplitúdy vyšších harmonických (ako pri elektrónkových zosilňovačoch). To umožňuje použitie plytkej negatívnej spätnej väzby v tranzistorových zosilňovačoch s efektom poľa alebo ju úplne opustiť. Po dobytí priestorov „domáceho“ Hi-Fi začali tranzistory s efektom poľa útočiť na audiosystémy v aute. Zverejnené schémy boli pôvodne určené pre domáce systémy, ale možno sa niekto odváži nápady v nich stelesnené aplikovať v aute ...


obr.1
Táto schéma sa už považuje za klasickú. V ňom je výstupný stupeň pracujúci v režime AB vyrobený na tranzistoroch MIS a predbežné stupne sú na bipolárnych. Zosilňovač poskytuje pomerne vysoký výkon, ale pre ďalšie zlepšenie kvality zvuku by mali byť bipolárne tranzistory úplne vylúčené z obvodu (ďalší obrázok).


obr.2
Po vyčerpaní všetkých rezerv na zlepšenie kvality zvuku ostáva už len jedno - jednocyklový koncový stupeň v "čistej" triede A. Prúd spotrebovaný predstupňami zo zdroja vyššieho napätia v tomto aj v predchádzajúcom obvode je minimálny.


obr.3
Koncový stupeň s transformátorom je úplným analógom obvodov svietidiel. Je to chuťovka ... Integrovaný prúdový zdroj CR039 nastavuje prevádzkový režim koncového stupňa.


obr.4
Širokopásmový výstupný transformátor je však na výrobu pomerne komplikovaná zostava. Elegantné riešenie - zdroj prúdu v odtokovom okruhu - navrhla spoločnosť