여기서 A와 Φ0은 상수이고, Ω는 반송파 주파수입니다.
정보는 위상 ψ(t)로 인코딩됩니다. 코히어런트 복조 동안 수신기는 재구성된 캐리어 s C(t) = Acos(Ωt + ψ 0)를 갖기 때문에 신호(2)를 캐리어와 비교하여 현재 위상 편이 ψ(t)가 계산됩니다. 위상 변화 ψ(t)는 정보 신호 c(t)와 일대일로 관련됩니다.
바이너리 위상 변조(BPSK – BinaryPhaseShiftKeying)
정보 신호 값 세트(0,1)는 위상 변화 세트(0, π)에 고유하게 할당됩니다. 정보 신호의 값이 변경되면 무선 신호의 위상이 180도 변경됩니다. 따라서 BPSK 신호는 다음과 같이 쓸 수 있습니다.
따라서, 에스(티)=ㅏ⋅2(씨(티)-1/2)cos(Ωt + Φ0) 따라서 BPSK 변조를 구현하려면 반송파 신호에 많은 값(-1,1)을 갖는 정보 신호를 곱하면 충분합니다. 베이스밴드 변조기의 출력에서 신호는
나(티)= ㅏ⋅2(씨(티)-1/2), Q(t)=0
신호의 시간 형태와 성상은 그림 3에 나와 있습니다.
쌀. 12. BPSK 신호의 시간적 형태와 신호 배열: a – 디지털 메시지 b - 변조 신호; c - 변조된 HF 진동; G– 신호 별자리
직교 위상 변조(QPSK – QuadraturePhaseShiftKeying)
직교 위상 변조는 4단계 위상 변조(M=4)로, 고주파 발진의 위상은 π/2 단위로 4가지 다른 값을 취할 수 있습니다.
세트(±π/4,±3π/4)와 디지털 메시지 기호 세트(00, 01, 10, 11)에서 변조된 진동의 위상 변이 사이의 관계는 각 특정 경우에 대한 표준에 의해 설정됩니다. 무선 채널은 도 4와 유사한 신호 성상으로 표시된다. 화살표는 한 단계 상태에서 다른 단계 상태로의 가능한 전환을 나타냅니다.
쌀. 13. QPSK 변조 별자리
그림에서 볼 수 있듯이 신호의 값과 신호의 위상 사이의 대응 관계는 신호 성상의 이웃 지점에서 해당 기호의 값이 하나만 달라지는 방식으로 설정됩니다. 조금. 잡음이 많은 환경에서 전송할 때 발생할 가능성이 가장 높은 오류는 인접한 성좌도 지점의 위상을 결정하는 것입니다. 이 인코딩을 사용하면 기호의 의미를 결정하는 데 오류가 발생했지만 이는 정보의 2비트가 아닌 1비트의 오류에 해당합니다. 따라서, 비트 오류 확률의 감소가 달성된다. 이러한 코딩 방식을 그레이 코드라고 합니다.
다중 위치 위상 변조(M-PSK)
M-PSK는 다른 다중 위치 변조와 마찬가지로 k = log 2M 비트를 기호로 그룹화하고 기호 값 집합과 변조된 파형 위상 편이 값 집합 사이에 일대일 대응을 도입함으로써 형성됩니다. 세트의 위상 변이 값은 동일한 양만큼 다릅니다. 예를 들어, 그림 4는 그레이 코딩을 사용한 8-PSK의 신호 성상을 보여줍니다.
쌀. 14. 8-PSK 변조 신호 성상
진폭 위상 변조 유형(QAM)
분명히 전송된 정보를 인코딩하기 위해 하나의 반송파 매개변수가 아닌 두 개를 동시에 사용할 수 있습니다.
신호 성상에서 인접한 지점 사이의 거리가 동일하면 기호 오류의 최소 수준이 달성됩니다. 별자리의 점 분포는 평면에서 균일합니다. 따라서 신호 성상도는 격자 모양을 가져야 합니다. 이러한 유형의 신호 배열을 사용한 변조를 직교 진폭 변조(QAM - 직교 진폭 변조)라고 합니다.
QAM은 다중 위치 변조입니다. M=4인 경우 QPSK에 해당하므로 공식적으로 QAM M ≥ 8인 것으로 간주됩니다(심볼당 비트 수 k = log 2 M ,k∈N이므로 M은 2의 거듭제곱 값만 취할 수 있습니다. 2, 4, 8, 16 등). 예를 들어, 그림 5는 그레이 코딩을 사용한 16-QAM 신호 성상을 보여줍니다.
쌀. 15. 16 –QAM 변조 별자리
주파수 변조 유형(FSK, MSK, M-FSK, GFSK, GMSK).
주파수 변조의 경우 캐리어 진동의 매개변수(정보 캐리어)는 캐리어 주파수 Ω(t)입니다. 변조된 무선 신호의 형식은 다음과 같습니다.
| s(t)= Acos(Ω(t)t +ψ 0)= Acos(Ω c t +Ω d c(t)t +ψ 0)= | ||
| Acos(Ω c t +ψ 0) cos(Ω d c(t)t) − Asin(Ω c t+ψ 0)sin(Ω d c(t)t), | ||
여기서 Ωc는 신호의 일정한 중심 주파수이고, Ωd는 주파수의 편차(변화)이고, c(t)는 정보 신호이고, Φ0은 초기 위상입니다.
정보 신호에 가능한 값이 2개 있으면 이진 주파수 변조가 발생합니다(FSK - FrequencyShiftKeying). (4)의 정보 신호는 극성입니다. (-1,1) 값을 취합니다. 여기서 -1은 원래(비극성) 정보 신호 0의 값에 해당하고 1은 1에 해당합니다. 따라서 이진 주파수 변조를 사용하면 원래 정보 신호(0,1)의 값 집합은 변조된 무선 신호의 주파수 값 집합(Ω c - Ω d, Ω c + Ωd). FSK 신호의 유형은 그림 1.11에 나와 있습니다.
쌀. 16. FSK 신호: a – 정보 메시지 b- 변조 신호; c - HF 진동의 변조
(4)로부터 FSK 변조기의 직접 구현은 다음과 같습니다: 신호 I(t) 및 Q(t)는 다음과 같은 형식을 갖습니다. I(t) = Acos(Ω d c(t)t), Q(t) = Asin( Ωdc(t)t) . 함수 sin 및 cos는 [-1..1] 간격의 값을 취하므로 FSK 신호의 신호 성상은 반경 A를 갖는 원입니다.
직교 위상 변조 QPSK(Quadrate Phase Shift Keying)는 4레벨 위상 변조(M = 4)로, RF 발진의 위상은 다음과 같은 단계로 4개의 서로 다른 값을 취할 수 있습니다.
π/2. 각 |
위상 값 |
변조된 신호 |
|||
2비트의 정보를 포함합니다. 왜냐하면 |
순수한 |
||||
위상 값 |
상관없어, 선택하자 |
||||
±π4, ±3π4. |
일치 |
가치 |
|||
변조된 신호 ± π 4, ± 3 π 4 |
그리고 전송됨 |
||||
정보 시퀀스 00, 01, 10, 11의 이중 비트는 그레이 코드(그림 3.13 참조) 또는 다른 알고리즘에 의해 설정됩니다. QPSK 변조를 사용한 변조 신호의 값은 BPSK 변조의 절반만큼 자주 변경됩니다(동일한 정보 전송 속도에서).
QPSK 변조를 사용한 복소 포락선 g(t)
는 의사 랜덤 극 기저대역 신호이며, 직교 성분은 다음과 같습니다.
(3.41), 수치 ± 1 2 를 취합니다. 여기서
복소 엔벨로프의 각 기호 지속 시간은 원래 디지털 변조 신호의 기호 길이의 두 배입니다. 알려진 바와 같이, 다중 레벨 신호의 전력 스펙트럼 밀도는 다음에서 이진 신호의 전력 스펙트럼 밀도와 일치합니다.
M = 4이므로 T s = 2T b 입니다. 따라서 QPSK 신호의 전력 스펙트럼 밀도(에 대한
양의 빈도)는 방정식 (3.28)에 기초하여 다음 식에 의해 결정됩니다.
P(f) = K × ( |
죄 2 |
||||
p×(f - f |
)×2×T |
||||
방정식 (3.51)에서 QPSK 신호의 전력 스펙트럼 밀도의 첫 번째 0 사이의 거리는 D f = 1 T b와 동일하며 이는 다음보다 2배 작습니다.
BPSK 변조용. 즉, 직교 QPSK 변조의 스펙트럼 효율은 이진 위상 변조 BPSK의 스펙트럼 효율보다 두 배 높습니다.
cos(Ωct) |
||||||
조형 |
||||||
승(티) |
셰이퍼 |
|||||
구적법 |
가산기 |
|||||
요소 |
||||||
그것) |
죄(Ωct) |
|||||
조형 |
||||||
그림 3.15. 직교 변조기 QPSK 신호
직교 QPSK 변조기의 기능 다이어그램은 그림 3.15에 나와 있습니다. 코드 변환기는 속도 R로 디지털 신호를 수신합니다. 코드 변환기는 복소수의 직교 성분을 생성합니다.
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원래 속도보다 2배 낮은 속도로 표 3.2에 따른 봉투를 사용합니다. 성형 필터는 변조(및 이에 따라 변조) 신호의 특정 주파수 대역을 제공합니다. 반송파 주파수의 직교 성분은 주파수 합성기 회로에서 RF 곱셈기로 공급됩니다. 덧셈기의 출력에는 QPSK 변조 신호 s(t)가 생성됩니다.
(3.40)에 따라.
표 3.2
QPSK 신호 생성
cos[θk] |
|||||||||||||||
죄[θk] |
|||||||||||||||
요소 |
|||||||||||||||
I-컴포넌트 |
|||||||||||||||
BPSK 신호와 마찬가지로 QPSK 신호는 스펙트럼에 반송파 주파수를 포함하지 않으며 변조기 회로의 거울 이미지인 응집성 검출기를 통해서만 수신될 수 있습니다.
성) |
||||||
cos(Ωct) |
||||||
회복 |
||||||
디지털 |
||||||
죄(Ωct) |
||||||
그것)
그림 3.16. 직교 복조기 QPSK 신호
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그림 3.16에 나와 있습니다.
3.3.4. 차동 이진 위상 변조 DBPSK
변조된 신호의 스펙트럼에 반송파 주파수가 근본적으로 없으면 수신기의 복조기가 부당하게 복잡해지는 경우도 있습니다. QPSK 및 BPSK 신호는 응집성 검출기에 의해서만 수신될 수 있으며, 이를 구현하려면 신호와 함께 기준 주파수를 전송하거나 수신기에 특수 캐리어 복구 회로를 구현해야 합니다. 위상 변조가 차동 형식 DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying)로 구현되면 검출기 회로가 크게 단순화됩니다.
차등 코딩의 개념은 정보 기호의 절대 값이 아니라 이전 값에 대한 변화(또는 비변화)를 전달하는 것입니다. 즉, 이후에 전송되는 각 문자에는 이전 문자에 대한 정보가 포함됩니다. 따라서 복조 시 원래의 정보를 추출하기 위해서는 변조된 반송파 주파수의 파라미터의 절대값이 아닌 상대값을 기준신호로 사용할 수 있다. 차등 이진 코딩 알고리즘은 다음 공식으로 설명됩니다.
dk = |
m k Å d k −1 |
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여기서 (m k )는 원래 이진 시퀀스입니다. (dk)-
결과 이진 시퀀스; Å는 덧셈 모듈로 2의 기호입니다.
차등 코딩의 예가 표 3.3에 나와 있습니다.
표 3.3 |
||||||||||
바이너리의 차등 코딩 |
||||||||||
디지털 신호 |
||||||||||
(dk |
||||||||||
(dk |
||||||||||
하드웨어 차동 코딩은 이진 정보 시퀀스에서 한 기호의 지속 시간과 동일한 시간 간격에 대한 신호 지연 회로와 모듈로 2 추가 회로의 형태로 구현됩니다(그림 3.17).
논리 회로 |
|||||
dk = |
|||||
m k Å d k −1 |
|||||
지연선
그림 3.17. 차동 DBPSK 신호 인코더
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중간 주파수에서 DBPSK 신호의 차동 비간섭성 검출기가 그림 3.18에 나와 있습니다.
검출기는 수신된 펄스를 한 기호 간격만큼 지연시킨 다음 수신된 기호와 지연된 기호를 곱합니다.
s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .
저역 통과 필터를 사용하여 필터링하거나 일치시킨 후
복소 포락선의 시간적 형태나 차동 DBPSK 신호의 스펙트럼 구성이 일반적인 BPSK 신호와 다르지 않다는 것은 분명합니다.
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3.3.5. 차동 직교위상 변조 π/4 DQPSK
π/4 DQPSK(Differential Quadrate Phase Shift Keying) 변조는 4레벨 QPSK 신호용으로 특별히 설계된 차동 위상 변조의 한 형태입니다. 이러한 유형의 변조 신호는 DBPSK 변조 신호에서 일반적으로 발생하는 것처럼 비간섭성 검출기에 의해 복조될 수 있습니다.
π/4 DQPSK 변조의 차등 코딩과 DBPSK 변조의 차동 코딩 간의 차이점은 상대적 변화가 변조 디지털 기호에서 전송되지 않고 변조된 매개변수(이 경우에는 위상)에서 전송된다는 것입니다. 변조된 신호를 생성하는 알고리즘은 표 3.4에 설명되어 있습니다.
표 3.4
신호 생성 알고리즘 π/4 DQPSK
정보 |
|||||
뉴욕 |
|||||
증가 |
ψ = π 4 |
ψ = 3π 4 |
ф = −3 π 4 |
ф = − π 4 |
|
위상각 |
|||||
Q 성분 |
Q = 죄(θk ) = 죄(θk − 1 + |
||||
I-컴포넌트 |
I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 + |
||||
원래 정보 시퀀스의 각 디비트는 반송파 주파수의 위상 증분과 연관됩니다. 위상각 증분은 π/4의 배수입니다. 결과적으로 절대 위상각 θk는 증분 단위로 8개의 서로 다른 값을 취할 수 있습니다.
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π/4이고 복소 포락선의 각 직교 성분은 다음 5가지 가능한 값 중 하나입니다.
0, ±1 2, ±1. 반송파 주파수의 한 위상에서 다른 위상으로의 전환은 그림 3.13의 상태 다이어그램을 사용하여 M = 8에 대해 4위치에서 반송파 주파수 위상의 절대값을 선택하여 설명할 수 있습니다.
π/4 DQPSK 변조기의 블록 다이어그램은 그림 3.19에 나와 있습니다. 원래의 이진 디지털 변조 신호는 코드 위상 변환기로 들어갑니다. 변환기에서는 신호를 한 기호 간격만큼 지연시킨 후 현재 디비트 값과 이에 대응하는 반송파 주파수의 위상 증분 ψk가 결정됩니다. 이것
위상 증분은 복소 포락선의 직교 I Q 구성 요소 계산기에 입력됩니다(표 3.3). 출구
I Q 계산기는 5단계로 구성되어 있습니다.
펄스 지속 시간이 두 배인 디지털 신호 |
||||||||||
Q = cos(θk –1 + Δψ) |
쉐이핑 필터 |
|||||||||
cos(Ωct) |
||||||||||
Δψk |
||||||||||
주(t) |
||||||||||
변환기 |
||||||||||
Δψk |
||||||||||
죄(Ωct) |
||||||||||
I = 죄(θk –1 + Δψ) |
쉐이핑 필터 |
|||||||||
그림 3.19. π/4 DQPSK 변조기의 기능 다이어그램 |
||||||||||
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원래 이진 디지털 신호의 펄스 지속 시간을 초과합니다. 다음으로 복소 포락선의 구적 I(t), Q(t) 성분이 통과됩니다.
필터를 형성하고 고주파 곱셈기에 공급되어 고주파 신호의 직교 성분을 형성합니다. 고주파 가산기의 출력에는 완전히 형성된
π/4 DQPSK 신호.
π/4 DQPSK 신호 복조기(그림 3.20)는 변조 신호의 직교 성분을 감지하도록 설계되었으며 DBPSK 신호 복조기의 구조와 유사한 구조를 가지고 있습니다. 중간 주파수에서 입력 RF 신호 r(t) = cos(Ω c t + θ k)
rI(t)
r(티)
지연 τ = Ts
w(t) 결정 장치
위상 변이 Δψ = π/2
rQ(티)
그림 3.20. 중간 주파수의 복조기 π/4 DQPSK 신호
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지연 회로와 RF 곱셈기의 입력으로 이동합니다. (고주파 성분을 제거한 후) 각 곱셈기의 출력 신호는 다음과 같은 형식을 갖습니다.
r I (t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + q k −1) = cos(Df k); |
||
r Q (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + q k −1) = sin(Df k). |
||
솔버는 각 저역 통과 필터의 출력에서 기저대역 신호를 분석합니다. 위상각 증분의 부호와 크기, 그리고 결과적으로 수신된 이중비트의 값이 결정됩니다. 중간 주파수(그림 3.20 참조)에서 복조기를 하드웨어로 구현하는 것은 고주파수 지연 회로의 정확성과 안정성에 대한 높은 요구 사항으로 인해 쉬운 작업이 아닙니다. 그림 3.21에 표시된 것처럼 변조된 신호를 기저대역 범위로 직접 전송하는 π/4 DQPSK 신호 복조기 회로의 보다 일반적인 버전입니다.
r(티) |
r11(티) |
rQ(티) |
|||||||||
τ = T 초 |
|||||||||||
cos(Ωct+γ) |
r1(티) |
r12(티) |
rI(t) |
||||||||
r21(티) |
|||||||||||
죄(Ωct+γ) |
|
r2(티) |
|
r22(티) |
|
τ = T 초 |
|
그림 3.21. 기저대역 범위의 복조기 π/4 QPSK 신호
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변조된 신호를 베이스밴드 범위로 직접 전송하면 다음을 완벽하게 구현할 수 있습니다.
변조된 발진 스펙트럼을 베이스밴드 범위로 전송합니다. RF 곱셈기의 입력에도 공급되는 기준 신호는 변조된 발진의 반송파 주파수와 위상 고정되지 않습니다. 결과적으로 저역 통과 필터 출력의 기저대역 신호에는 임의의 위상 변이가 있으며 이는 기호 간격 동안 일정한 것으로 가정됩니다.
(t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + g) = cos(q k - g); |
|||
r 2 (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + g) = sin(q k - g), |
|||
여기서 γ는 수신 신호와 기준 신호 사이의 위상 변이입니다.
복조된 기저대역 신호는 2개의 지연 회로와 4개의 기저대역 곱셈기에 공급되며, 출력에서 다음 신호가 발생합니다.
r 11 (t) = cos(q k - g) × cos(q k −1 - g); |
|
r 22 (t) = sin(q k - g) × sin(q k −1 - g); |
|
r 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g); |
r 21 (t) = sin(q k - g) × cos(q k −1 - g).
승산기의 출력 신호를 합산한 결과 임의의 위상 편이 γ가 제거되고 반송파 주파수 Δψ의 위상 각도 증가에 대한 정보만 남습니다.
디제이케이);
rI(t) = r12(t) + r21(t) =
R 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g) + r 21 (t) =
죄(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = 죄(q k - q k −1 ) = 죄(Dj k ).
베이스밴드 범위의 지연 회로 구현 및
복조된 신호의 후속 디지털 처리는 회로의 안정성과 정보 수신의 신뢰성을 크게 향상시킵니다.
3.3.6. 직교 위상 편이 변조
OQPS(Offset Quadrate Phase Shift Keying)는 QPSK의 특별한 경우입니다. QPSK 신호의 반송파 주파수 포락선은 이론적으로 일정합니다. 그러나 변조 신호의 주파수 대역이 제한되면 위상 변조 신호의 진폭이 일정하다는 특성이 손실됩니다. BPSK 또는 QPSK 변조를 사용하여 신호를 전송할 때 기호 간격에 따른 위상 변화는 π 또는 p 2 일 수 있습니다. 직관적으로
반송파 위상의 순간적인 점프가 클수록 신호 스펙트럼이 제한될 때 발생하는 AM이 더 커진다는 것은 분명합니다. 실제로, 위상이 변할 때 신호 진폭의 순간 변화 크기가 클수록 이 시간 점프에 해당하는 스펙트럼의 고조파 크기도 커집니다. 즉, 신호 스펙트럼이 제한되어 있는 경우
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결과적인 내부 AM의 크기는 반송파 주파수의 순간적인 위상 점프의 크기에 비례합니다.
QPSK 신호에서 Q와 I 채널 사이에 Tb의 시간 이동을 사용하면 최대 반송파 위상 점프를 제한할 수 있습니다. 요소 입력
T b 값을 채널 Q 또는 I로 지연시킵니다. 용법
시간 이동으로 인해 필요한 전체 위상 변화가 두 단계로 발생한다는 사실이 발생합니다. 먼저 한 채널의 상태가 변경(또는 변경되지 않음)되고 다른 채널의 상태가 변경됩니다. 그림 3.22는 변조 펄스 Q(t)와 I(t)의 시퀀스를 보여줍니다.
기존 QPSK 변조를 위한 직교 채널.
Q(티)
그것) |
||||||||||||||||
나(t-Tb) |
||||||||||||||||
2Ts |
||||||||||||||||
그림 3.22. QPSK를 사용하여 I/Q 채널의 신호 변조
및 OQPSK 변조
각 펄스의 지속 시간은 T s = 2 T b 입니다. I 또는 Q의 기호를 변경할 때 캐리어 위상 변경
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5. 변조 유형의 개요
전송된 정보 시퀀스의 변화 법칙에 따라 반송파 고조파 진동(하나 이상의 매개변수)을 변환하는 것을 변조라고 합니다. 디지털 신호를 아날로그 형태로 전송할 때 조작이라는 개념으로 동작합니다.
변조 방식은 주어진 오수신 확률에 대해 가능한 최대 정보 전송 속도를 달성하는 데 중요한 역할을 합니다. 전송 시스템의 최대 성능은 잘 알려진 Shannon 공식을 사용하여 평가할 수 있습니다. 이 공식은 사용된 주파수 대역 F에서 백색 가우스 잡음이 있는 연속 채널의 용량 C와 신호 및 잡음 전력 Pc/의 비율의 의존성을 결정합니다. Psh.
여기서 PC는 평균 신호 전력입니다.
PSh는 주파수 대역의 평균 잡음 전력입니다.
대역폭은 실제 정보 전송 속도 V의 상한으로 정의됩니다. 위의 식을 통해 주어진 값을 사용하여 가우스 채널에서 달성할 수 있는 전송 속도의 최대값을 찾을 수 있습니다. 전송이 발생하고(DF) 신호 대 잡음비(PC/RSh)가 발생합니다.
특정 전송 시스템에서 비트가 잘못 수신될 확률은 PC/РШ 비율에 의해 결정됩니다. Shannon의 공식에 따르면 특정 전송 속도 V/DF의 증가는 비트당 에너지 비용(PC)의 증가를 필요로 합니다. 신호 대 잡음비에 대한 특정 전송 속도의 의존성은 그림 1에 나와 있습니다. 5.1.
그림 5.1 – 신호 대 잡음비에 대한 특정 전송 속도의 의존성
모든 전송 시스템은 그림(영역 B)에 표시된 곡선 아래에 있는 점으로 설명할 수 있습니다. 이 곡선을 경계 또는 섀넌 한계(Shannon Limit)라고 부르기도 합니다. B 영역의 어느 지점에서든 잘못된 수신 확률이 필요한 만큼 작은 통신 시스템을 만드는 것이 가능합니다.
최신 시스템데이터 전송에서는 오류가 감지되지 않을 확률이 10-4...10-7보다 높지 않아야 합니다.
현대 디지털 통신 기술에서 가장 일반적인 것은 FSK(주파수 변조), DPSK(상대 위상 변조), QPSK(직교 위상 변조), O-QPSK 또는 SQPSK라고 하는 오프셋 위상 변조(오프셋), 직교 진폭 변조( QAM) .
주파수 변조의 경우 정보 시퀀스의 값 "0"과 "1"은 일정한 진폭을 갖는 아날로그 신호의 특정 주파수에 해당합니다. 주파수 변조는 잡음에 매우 강하지만 주파수 변조는 통신 채널의 대역폭을 낭비합니다. 따라서 이러한 유형의 변조는 신호 대 잡음비가 낮은 채널을 통한 통신을 허용하는 저속 프로토콜에 사용됩니다.
상대 위상 변조를 사용하면 정보 요소의 값에 따라 신호의 위상만 변경되고 진폭과 주파수는 변경되지 않습니다. 더욱이, 각 정보 비트는 위상의 절대값이 아니라 이전 값에 대한 변화와 연관됩니다.
4개 신호의 전송을 기반으로 하는 4상 DPSK 또는 이중 DPSK가 사용되는 경우가 더 많습니다. 각 신호는 원래 이진 시퀀스의 2비트(디비트)에 대한 정보를 전달합니다. 일반적으로 두 가지 위상 세트가 사용됩니다. 디비트 값(00, 01, 10 또는 11)에 따라 신호 위상은 0°, 90°, 180°, 270° 또는 45°, 135°, 225로 변경될 수 있습니다. °, 각각 315°. 이 경우 인코딩된 비트 수가 3개(8상 회전 위치) 이상이면 DPSK의 잡음 내성이 급격히 감소합니다. 이러한 이유로 DPSK는 고속 데이터 전송에 사용되지 않습니다.
4위치 또는 직교 위상 변조 모뎀은 BPSK 전송 장치의 이론적 스펙트럼 효율(1비트/(s·Hz))이 사용 가능한 대역폭에 비해 부족한 시스템에 사용됩니다. BPSK 시스템에서 사용되는 다양한 복조 기술은 QPSK 시스템에서도 사용됩니다. QPSK의 경우 이진 변조 방법을 직접 확장하는 것 외에도 시프트(오프셋)가 있는 4위치 변조도 사용됩니다. QPSK와 BPSK의 일부 종류가 표에 나와 있습니다. 5.1.
직교 진폭 변조를 사용하면 신호의 위상과 진폭이 모두 변경되므로 인코딩된 비트 수를 늘리는 동시에 잡음 내성을 크게 향상시킬 수 있습니다. 현재 하나의 보드 간격으로 인코딩된 정보 비트의 수가 8...9에 도달할 수 있고 신호 공간의 신호 위치 수가 256...512에 도달할 수 있는 변조 방법이 사용됩니다.
표 5.1 – QPSK 및 BPSK 유형
| 바이너리 PSK | 4위치 PSK | 간단한 설명 |
| BPSK | QPSK | 기존의 일관된 BPSK 및 QPSK |
| 뎁스크 | DEQPSK | 상대 코딩 및 SVN을 사용하는 기존의 일관된 BPSK 및 QPSK |
| 동방신기 | DQPSK | 자기상관 복조 기능이 있는 QPSK(EHV 없음) |
| FBPSK | 비선형 증폭 시스템에 적합한 특허받은 Feer 프로세서를 갖춘 BPSK 또는 QPSK 시프트(오프셋)가 포함된 QPSK 시프트 및 상대 코딩이 포함된 QPSK Shift 및 Feer의 특허 프로세서를 갖춘 QPSK p/4에 의한 상대 코딩 및 위상 편이 기능을 갖춘 QPSK |
신호의 직교 표현은 신호를 설명하는 편리하고 상당히 보편적인 수단입니다. 구적 표현은 진동을 사인과 코사인의 두 직교 구성 요소의 선형 조합으로 표현하는 것입니다.
S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)
여기서 x(t)와 y(t)는 양극 이산량입니다.
이러한 개별 변조(조작)는 서로에 대해 90° 이동된 캐리어의 두 채널을 통해 수행됩니다. 직교 위상에 위치합니다(따라서 표현 및 신호 생성 방법의 이름).
QPSK 신호를 생성하는 예를 사용하여 직교 회로(그림 5.2)의 작동을 설명하겠습니다.
그림 5.2 - 직교 변조기 회로
기간 T의 원래 이진 기호 시퀀스는 시프트 레지스터를 사용하여 직교 채널(coswt)에 공급되는 홀수 Y 펄스와 동위상 채널(sinwt)에 공급되는 짝수 X 펄스로 나뉩니다. 두 펄스 시퀀스 모두 해당 조작 펄스 성형기의 입력에 도달하고 출력에서 양극 펄스 x(t) 및 y(t) 시퀀스가 형성됩니다.
조작 펄스의 진폭과 지속 시간은 2T입니다. 펄스 x(t) 및 y(t)는 2상 위상 변조 발진이 형성되는 출력에서 채널 승산기의 입력에 도달합니다. 합산 후 QPSK 신호를 형성합니다.
신호를 설명하기 위한 위의 표현식은 채널에서 다중 레벨 조작 펄스 x(t), y(t)의 상호 독립성을 특징으로 합니다. 한 채널의 레벨 1은 다른 채널의 레벨 1 또는 0에 해당할 수 있습니다. 결과적으로 직교 회로의 출력 신호는 위상뿐만 아니라 진폭도 변경됩니다. 진폭 조작은 각 채널에서 수행되므로 이러한 유형의 변조를 진폭 직교 변조라고 합니다.
기하학적 해석을 사용하면 각 QAM 신호를 신호 공간에서 벡터로 표현할 수 있습니다.
벡터의 끝만 표시함으로써 QAM 신호의 경우 좌표가 x(t) 및 y(t) 값에 의해 결정되는 신호 지점 형태의 이미지를 얻습니다. 신호 지점 세트는 소위 신호 성좌를 형성합니다.
그림에서. 5.3은 변조기의 블록 다이어그램을 보여줍니다. 5.4 – x(t)와 y(t)가 ±1, ±3(QAM-4) 값을 취하는 경우의 신호 배열.
그림 5.4 - QAM-4 신호 다이어그램
±1, ±3 값은 변조 수준을 결정하며 본질적으로 상대적입니다. 성상도에는 16개의 신호 포인트가 포함되어 있으며 각 신호 포인트는 4개의 전송된 정보 비트에 해당합니다.
±1, ±3, ±5 레벨의 조합으로 36개의 신호 포인트 집합을 형성할 수 있습니다. 그러나 이들 중 ITU-T 프로토콜은 신호 공간에 균등하게 분산된 16개 포인트만 사용합니다.
QAM-4를 실질적으로 구현하는 방법에는 여러 가지가 있는데, 그 중 가장 널리 알려진 것이 소위 SPM(Superposition Modulation) 방식이다. 이 방법을 구현하는 방식은 두 개의 동일한 QPSK를 사용합니다(그림 5.5).
QAM을 얻기 위해 동일한 기술을 사용하면 QAM-32의 실제 구현을 위한 다이어그램을 얻을 수 있습니다(그림 5.6).
그림 5.5 - QAM-16 변조기 회로
그림 5.6 - QAM-32 변조기 회로
QAM-64, QAM-128 및 QAM-256을 얻는 것도 동일한 방식으로 발생합니다. 이러한 변조를 얻는 방법은 번거로운 특성으로 인해 제공되지 않습니다.
통신 이론을 통해 신호 성상에서 동일한 수의 포인트를 사용하면 QAM 및 QPSK 시스템의 잡음 내성이 다르다는 것이 알려져 있습니다. 신호 포인트 수가 많으면 QAM 스펙트럼은 QPSK 신호 스펙트럼과 동일합니다. 그러나 QAM 신호에는 최고의 특성 QPSK 시스템보다. 그 주된 이유는 QPSK 시스템의 신호 지점 간 거리가 QAM 시스템의 신호 지점 간 거리보다 작기 때문입니다.
그림에서. 그림 5.7은 동일한 신호 강도를 갖는 QAM-16 및 QPSK-16 시스템의 신호 배열을 보여줍니다. L개의 변조 레벨을 갖는 QAM 시스템에서 신호 성상의 인접한 지점 사이의 거리 d는 다음 식으로 결정됩니다.
(5.3)
QPSK의 경우에도 마찬가지입니다.
(5.4)
여기서 M은 위상 수입니다.
위의 식에서 M 값이 증가하고 동일한 전력 수준으로 QAM 시스템이 QPSK 시스템보다 선호된다는 결론이 나옵니다. 예를 들어, M=16(L = 4)인 경우 dQAM = 0.47, dQPSK = 0.396, M=32(L = 6)인 경우 dQAM = 0.28, dQPSK = 0.174입니다.
따라서 QAM은 동일한 신호 대 잡음비로 더 많은 다중 레벨 변조를 사용할 수 있는 QPSK에 비해 훨씬 더 효율적이라고 말할 수 있습니다. 따라서 QAM 특성은 Shannon 경계(그림 5.8)에 가장 가깝다는 결론을 내릴 수 있습니다. 여기서는 1 – Shannon 경계, 2 – QAM, 3 – M-위치 ARC, 4 – M-위치 PSK입니다.
그림 5.8 - C/N에 대한 다양한 변조의 스펙트럼 효율 의존성
일반적으로 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM과 같은 선형 이득 M-위치 QAM 시스템은 이론적 효율 한계가 2비트/(s∙Hz)인 선형 이득 QPSK보다 스펙트럼 효율이 더 높습니다.
QAM의 특징 중 하나는 대역 외 전력 값이 낮다는 것입니다(그림 5.9).
그림 5.9 - QAM-64의 에너지 스펙트럼
다중 위치 QAM을 순수한 형태로 사용하면 노이즈 내성이 부족하다는 문제가 발생합니다. 따라서 모든 최신 고속 프로토콜에서 QAM은 TCM(격자 코딩)과 함께 사용됩니다. TCM 신호 성상에는 격자 코딩 없이 변조하는 데 필요한 것보다 더 많은 신호 지점(신호 위치)이 포함되어 있습니다. 예를 들어, 16비트 QAM은 격자로 코딩된 32-QAM 배열로 변환됩니다. 추가 성상점은 신호 중복성을 제공하며 오류 감지 및 수정에 사용될 수 있습니다. TCM과 결합된 컨벌루션 코딩은 연속적인 신호 지점 사이에 종속성을 도입합니다. 그 결과 Trellis 변조라는 새로운 변조 기술이 탄생했습니다. 특정한 방식으로 선택된 특정 QAM 잡음 방지 코드의 조합을 신호 코드 구조(SCC)라고 합니다. SCM을 사용하면 채널의 신호 대 잡음비 요구 사항을 3~6dB만큼 줄이는 동시에 정보 전송의 잡음 내성을 높일 수 있습니다. 복조 과정에서 수신된 신호는 Viterbi 알고리즘을 사용하여 디코딩됩니다. 도입된 중복성과 수신 프로세스 이력에 대한 지식을 사용하여 최대 우도 기준을 사용하여 신호 공간에서 가장 신뢰할 수 있는 기준점을 선택할 수 있는 것이 바로 이 알고리즘입니다.
QAM-256을 사용하면 1보드에 8가지 신호 상태, 즉 8비트를 전송할 수 있습니다. 이를 통해 데이터 전송 속도를 크게 높일 수 있습니다. 따라서 전송 범위 폭이 Df = 45kHz(우리의 경우처럼)이면 1/Df의 시간 간격으로 1보드, 즉 8비트를 전송할 수 있습니다. 그러면 이 주파수 범위에 대한 최대 전송 속도는 다음과 같습니다.
이 시스템에서는 전송이 동일한 폭을 가진 두 개의 주파수 범위에서 수행되므로 이 시스템의 최대 전송 속도는 720kbit/s입니다.
전송된 비트 스트림에는 정보 비트뿐만 아니라 서비스 비트도 포함되어 있으므로 정보 속도는 전송된 프레임의 구조에 따라 달라집니다. 본 데이터 전송 시스템에서 사용되는 프레임은 이더넷과 V.42 프로토콜을 기반으로 구성되며 최대 길이는 K=1518비트이며, 그 중 KS=64가 서비스 비트이다. 그러면 정보 전송 속도는 정보 비트와 서비스 비트의 비율에 따라 달라집니다.
이 속도는 기술 사양에 지정된 속도를 초과합니다. 따라서 선택한 변조 방법이 기술 사양에 설정된 요구 사항을 충족한다는 결론을 내릴 수 있습니다.
이 시스템에서는 전송이 두 개의 주파수 범위에서 동시에 수행되므로 병렬로 작동하는 두 개의 변조기 구성이 필요합니다. 그러나 시스템이 주 주파수 범위에서 백업 주파수 범위로 전환될 수 있다는 점을 고려해야 합니다. 따라서 4개의 반송파 주파수를 모두 생성하고 제어해야 합니다. 반송파 주파수를 생성하도록 설계된 주파수 합성기는 기준 신호 생성기, 분배기 및 고품질 필터로 구성됩니다. 석영 사각 펄스 발생기는 기준 신호 발생기 역할을 합니다(그림 5.10).
그림 5.10 - 석영 안정화 발전기
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4위치 위상 편이 방식(QPSK)
통신 이론에서 이진 위상 변조 BPSK가 가장 높은 잡음 내성을 갖는 것으로 알려져 있습니다. 그러나 어떤 경우에는 통신 채널의 잡음 내성을 줄임으로써 처리량을 늘릴 수 있습니다. 또한, 노이즈 방지 코딩을 적용함으로써 이동통신 시스템이 커버하는 영역을 보다 정확하게 계획할 수 있습니다.
4위치 위상 변조는 4개의 반송파 위상 값을 사용합니다. 이 경우, 식(25)에 의해 기술된 신호의 위상 y(t)는 0°, 90°, 180° 및 270°의 네 가지 값을 취해야 합니다. 그러나 45°, 135°, 225° 및 315°와 같은 다른 위상 값이 더 일반적으로 사용됩니다. 이러한 유형의 직교 위상 변조 표현이 그림 1에 나와 있습니다.
동일한 그림은 각 캐리어 위상 상태에 의해 전달되는 비트 값을 보여줍니다. 각 상태는 한 번에 두 비트의 유용한 정보를 전송합니다. 이 경우, 수신 오류로 인해 캐리어 위상이 인접한 상태로 천이해도 단일 비트 오류가 발생하지 않도록 비트의 내용이 선택됩니다.
일반적으로 직교 변조기는 QPSK 변조 신호를 생성하는 데 사용됩니다. 직교 변조기를 구현하려면 두 개의 곱셈기와 하나의 가산기가 필요합니다. 곱셈기 입력은 NRZ 코드에서 직접 입력 비트 스트림과 함께 제공될 수 있습니다. 이러한 변조기의 블록 다이어그램은 그림 2에 나와 있습니다.
이러한 유형의 변조에서는 입력 비트 스트림의 2비트가 하나의 기호 간격 동안 한 번에 전송되므로 이러한 유형의 변조의 기호 속도는 기호당 2비트입니다. 이는 변조기를 구현할 때 입력 스트림이 두 가지 구성 요소, 즉 동위상 구성 요소 I와 직교 구성 요소 Q로 나누어져야 함을 의미합니다. 후속 블록은 기호 속도로 동기화되어야 합니다.
이 구현을 통해 변조기 출력의 신호 스펙트럼은 무제한이며 대략적인 형태가 그림 3에 나와 있습니다.
그림 3. NRZ 신호에 의해 변조된 QPSK 신호의 스펙트럼.
당연히 이 신호는 변조기의 출력에 포함된 대역통과 필터를 사용하여 스펙트럼에서 제한될 수 있지만 이는 결코 수행되지 않습니다. Nyquist 필터는 훨씬 더 효율적입니다. Nyquist 필터를 사용하여 구축된 QPSK 신호 직교 변조기의 블록 다이어그램이 그림 4에 나와 있습니다.
그림 4. Nyquist 필터를 사용하는 QPSK 변조기의 블록 다이어그램
나이퀴스트 필터는 디지털 기술을 통해서만 구현할 수 있으므로 그림 17의 회로에서는 직교 변조기 앞에 디지털-아날로그 변환기(DAC)가 제공됩니다. 나이퀴스트 필터 작동의 특징은 기준점 사이의 간격에는 입력에 신호가 없어야 하므로 입력에는 기준점 시점에만 출력으로 신호를 출력하는 펄스 셰이퍼가 있다는 것입니다. 나머지 시간에는 출력에 0 신호가 있습니다.
나이퀴스트 필터의 출력에서 전송된 디지털 신호의 모양 예가 그림 5에 나와 있습니다.
그림 5. 4위치 QPSK 위상 변조를 위한 Q 신호 타이밍 다이어그램의 예
무선 신호의 스펙트럼을 좁히기 위해 송신 장치에서 나이퀴스트 필터를 사용하므로 신호 지점에서만 신호의 기호 간 왜곡이 없습니다. 이는 그림 6에 표시된 Q 신호 아이 다이어그램에서 명확하게 볼 수 있습니다.
Nyquist 필터를 사용하면 신호 스펙트럼이 좁아지는 것 외에도 생성된 신호의 진폭이 변경됩니다. 신호의 기준점 사이의 간격에서 진폭은 공칭 값에 비해 증가하거나 거의 0으로 감소할 수 있습니다.
QPSK 신호의 진폭과 위상의 변화를 추적하려면 벡터 다이어그램을 사용하는 것이 좋습니다. 그림 5와 6에 표시된 동일한 신호의 페이저 다이어그램이 그림 7에 나와 있습니다.
그림 7: a = 0.6인 QPSK 신호의 벡터 다이어그램
QPSK 신호의 진폭 변화는 변조기 출력의 QPSK 신호 오실로그램에서도 볼 수 있습니다. 그림 6과 7에 표시된 신호 타이밍 다이어그램의 가장 특징적인 부분이 그림 8에 나와 있습니다. 이 그림에서는 변조된 신호 반송파의 진폭 감소와 공칭 레벨에 대한 값의 증가가 모두 명확하게 표시됩니다.
그림 8. a = 0.6인 QPSK 신호의 타이밍 다이어그램
그림 5 ... 8의 신호는 반올림 계수 a = 0.6인 나이퀴스트 필터를 사용하는 경우에 대해 표시됩니다. 이 계수 값이 더 낮은 나이퀴스트 필터를 사용하는 경우 나이퀴스트 필터의 임펄스 응답에 대한 사이드 로브의 영향이 더 강해지며 그림 6과 7에서 명확하게 볼 수 있는 4개의 신호 경로가 하나의 연속 영역으로 병합됩니다. . 또한 신호 진폭의 서지가 공칭 값에 비해 증가합니다.
그림 9 - a = 0.6인 QPSK 신호의 스펙트로그램
신호의 진폭 변조가 존재하면 이러한 유형의 변조를 사용하는 통신 시스템에서는 선형성이 높은 전력 증폭기를 사용해야 한다는 사실이 발생합니다. 불행하게도 이러한 전력 증폭기는 효율성이 낮습니다.
최소 주파수 간격 MSK를 사용한 주파수 변조를 사용하면 방송 중인 디지털 라디오 신호가 차지하는 대역폭을 줄일 수 있습니다. 그러나 이러한 유형의 변조도 최신 모바일 무선 시스템의 모든 요구 사항을 충족하지는 않습니다. 일반적으로 무선 송신기의 MSK 신호는 기존 필터를 사용하여 필터링됩니다. 그렇기 때문에 방송되는 무선 주파수의 스펙트럼이 훨씬 더 좁은 또 다른 유형의 변조가 등장한 것입니다.
광대역 데이터 전송 시스템의 유망한 변조 방법
오늘날 통신 전문가들은 스프레드 스펙트럼(Spread Spectrum)이라는 신비한 문구에 더 이상 놀라지 않을 것입니다. 광대역(이것이 바로 이 단어 뒤에 숨겨져 있습니다) 데이터 전송 시스템은 데이터 전송 방법과 속도, 변조 유형, 전송 범위, 서비스 기능 등이 서로 다릅니다. 이 기사에서는 광대역 시스템을 기준으로 분류하려고 합니다. 그들에 사용되는 변조.
기본 조항
광대역 데이터 전송 시스템(BDSTS)은 프로토콜 측면에서 통합 IEEE 802.11 표준을 따르고 무선 주파수 부분에서는 FCC(미국 연방 통신 위원회)의 통일된 규칙을 따릅니다. 그러나 데이터 전송 방법과 속도, 변조 유형, 전송 범위, 서비스 기능 등이 서로 다릅니다.
이러한 모든 특성은 광대역 액세서리(잠재적 구매자)와 요소 기반(통신 시스템 개발자, 제조업체)을 선택할 때 중요합니다. 이 검토에서는 기술 문헌에서 가장 적게 다루어진 특성, 즉 변조를 기반으로 광대역 네트워크를 분류하려는 시도가 이루어졌습니다.
2.4GHz 범위의 광대역 신호 전송 시 정보 전송률을 높이기 위해 위상(BPSK) 및 직교 위상 변조(QPSK)와 함께 사용되는 다양한 유형의 추가 변조를 사용하면 최대 11Mbit/s의 정보 전송 속도를 달성할 수 있습니다. 이 범위에서의 작동에 대해 FCC가 부과한 제한 사항을 고려합니다. 광대역 신호는 스펙트럼 라이센스를 취득하지 않고도 전송될 것으로 예상되므로 상호 간섭을 줄이기 위해 신호 특성이 제한됩니다.
이러한 변조 유형에는 MOK(Mary Orthogonal Modulation), PPM(Pulse Phase Modulation), QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 등 다양한 형태가 있습니다. 광대역에는 주파수(FDMA) 및/또는 시간(TDMA)으로 분리된 여러 병렬 채널의 동시 작동을 통해 수신된 신호도 포함됩니다. 특정 조건에 따라 하나 또는 다른 유형의 변조가 선택됩니다.
변조 유형 선택
모든 통신 시스템의 주요 임무는 가장 경제적인 방법으로 메시지 소스에서 소비자에게 정보를 전송하는 것입니다. 따라서 간섭과 왜곡의 영향을 최소화하는 변조 유형을 선택하여 최대 정보 속도와 최소 오류율을 달성합니다. 고려 중인 변조 유형은 여러 기준에 따라 선택되었습니다: 다중 경로 전파에 대한 저항; 간섭; 사용 가능한 채널 수; 전력 증폭기 선형성 요구 사항; 달성 가능한 전송 범위 및 구현의 복잡성.
DSSS 변조
이 리뷰에 제시된 대부분의 변조 유형은 고전적인 광대역 신호인 직접 시퀀스 광대역 신호(DSSS)를 기반으로 합니다. DSSS가 있는 시스템에서는 신호 스펙트럼을 여러 배로 확장하면 신호의 스펙트럼 전력 밀도를 같은 양만큼 줄일 수 있습니다. 스펙트럼 확산은 일반적으로 상대적으로 협대역 데이터 신호에 광대역 확산 신호를 곱하여 수행됩니다. 확산 신호 또는 확산 코드를 흔히 잡음 유사 코드 또는 PN(의사 잡음) 코드라고 합니다. 설명된 스펙트럼 확장의 원리는 그림 1에 나와 있습니다. 1.
비트 기간 - 정보 비트의 기간
칩 기간 - 칩 추적 기간
데이터 신호 - 데이터
PN 코드 - 잡음과 유사한 코드
코딩된 신호 - 광대역 신호
DSSS/MOK 변조
M진 직교 변조(또는 줄여서 MOK 변조)를 사용하는 광대역 직접 시퀀스 신호는 오랫동안 알려져 왔지만 아날로그 구성 요소에 구현하기는 상당히 어렵습니다. 오늘날 디지털 마이크로회로를 사용하면 이 변조의 고유한 속성을 사용할 수 있습니다.
MOK의 변형은 MBOK(M-ary biorthogonal Modulation)입니다. 동일한 칩 반복률과 스펙트럼 형태를 유지하면서 여러 개의 직교 PN 코드를 동시에 사용함으로써 정보 속도의 증가가 달성됩니다. MBOK 변조는 스펙트럼 에너지를 효과적으로 사용합니다. 즉, 신호 에너지에 대한 전송 속도의 비율이 상당히 높습니다. 간섭 및 다중 경로 전파에 강합니다.
그림에 표시된 것부터. MBOK 변조 방식의 2를 QPSK와 함께 살펴보면, 제어 데이터 바이트에 따라 M-직교 벡터 중에서 PN 코드가 선택되는 것을 볼 수 있다. I 및 Q 채널은 직교하므로 동시에 MBOK할 수 있습니다. 쌍직교 변조에서는 역벡터도 사용되므로 정보 속도를 높일 수 있습니다. 가장 널리 사용되는 벡터 차원이 2로 나누어지는 직교 월시 벡터 세트입니다. 따라서 벡터 차원이 8이고 QPSK가 PN 코드인 월시 벡터 시스템을 사용하며 반복 속도는 초당 11메가칩입니다. IEEE 802.11 표준을 사용하면 채널 기호당 8비트를 전송할 수 있어 초당 1.375메가 기호의 채널 속도와 11Mbit/s의 정보 속도를 얻을 수 있습니다.
변조를 사용하면 표준 칩 속도로 작동하고 QPSK만 사용하여 광대역 시스템과의 공동 작업을 매우 간단하게 구성할 수 있습니다. 이 경우 프레임 헤더는 8배 낮은 속도로 전송되므로(각 특정 경우에) 느린 시스템이 이 헤더를 올바르게 인식할 수 있습니다. 그러면 데이터 전송 속도가 빨라집니다.
1. 입력 데이터
2. 스크램블러
3. 멀티플렉서 1:8
4. 8개의 Walsh 기능 중 하나를 선택하세요.
5. 8가지 Walsh 기능 중 하나를 선택하세요.
6. I채널 출력
7. Q 채널 출력
이론적으로 MBOK는 동일한 Eb/N0 비율(인코딩 특성으로 인해)에 대해 BPSK에 비해 오류율(BER)이 약간 낮으므로 가장 에너지 효율적인 변조입니다. BPSK에서는 각 비트가 서로 독립적으로 처리되지만 MBOK에서는 문자가 인식됩니다. 잘못 인식되었다고 해서 이 기호의 모든 비트가 잘못 수신되었다는 의미는 아닙니다. 따라서 잘못된 기호를 수신할 확률은 잘못된 비트를 수신할 확률과 동일하지 않습니다.
변조된 신호의 MBOK 스펙트럼은 IEEE 802.11 표준에 설정된 스펙트럼에 해당합니다. 현재 Aironet Wireless Communications, Inc. DSSS/MBOK 기술을 사용하고 최대 4Mbit/s의 속도로 정보를 무선으로 전송하는 이더넷 및 토큰링 네트워크용 무선 브리지를 제공합니다.
다중 경로 내성은 Eb/N0 비율과 신호 위상 왜곡에 따라 달라집니다. Harris Semiconductor 엔지니어들이 건물 내부에서 수행한 광대역 MBOK 신호 전송에 대한 수치 시뮬레이션을 통해 이러한 신호가 이러한 간섭 요인에 매우 강하다는 것이 확인되었습니다1. 참조: Andren C. 11MBps 변조 기술 // Harris Semiconductor 뉴스레터. 98년 5월 5일.
그림에서. 그림 3은 수치 결과로 얻은 15dB/MW(5.5Mbit/s - 20dB/MW의 경우) 방사 신호 전력에서 거리의 함수로 잘못된 데이터 프레임(PER)을 수신할 확률 그래프를 보여줍니다. 다양한 정보 데이터 속도에 대한 시뮬레이션.
시뮬레이션에 따르면 신뢰할 수 있는 기호 인식에 필요한 Es/N0가 증가하면 신호 반사가 강한 조건에서 PER이 크게 증가하는 것으로 나타났습니다. 이를 제거하기 위해 여러 안테나에 의한 조정 수신을 사용할 수 있습니다. 그림에서. 그림 4는 이 사례에 대한 결과를 보여줍니다. 최적의 일치 수신을 위해 PER은 조정되지 않은 수신의 PER 제곱과 같습니다. 그림을 고려할 때 3과 4에서, PER=15%에서는 실패한 패킷을 재전송해야 하기 때문에 정보 속도의 실제 손실은 30%가 된다는 점을 기억할 필요가 있습니다.
MBOK와 함께 QPSK를 사용하기 위한 전제 조건은 일관된 신호 처리입니다. 실제로 이는 BPSK를 사용하여 프레임 프리앰블과 헤더를 수신하여 위상 루프를 구성함으로써 달성됩니다. 피드백. 그러나 일관성 있는 신호 처리를 위해 직렬 상관기를 사용하는 것뿐만 아니라 이 모든 것이 복조기의 복잡성을 증가시킵니다.
CCSK 변조
광대역 M진 CCSK(직교 순환 코드 시퀀스) 신호는 하나의 PN 코드만 사용되므로 MBOK보다 복조하기가 더 쉽습니다. 이러한 유형의 변조는 기호 내 상관 피크의 시간적 이동으로 인해 발생합니다. 길이가 11인 Barker 코드와 초당 1메가기호의 속도를 사용하면 피크를 8개 위치 중 하나로 이동할 수 있습니다. 나머지 3개 위치는 정보 속도를 높이는 데 사용할 수 없습니다. 이러한 방식으로 심볼당 3개의 정보 비트를 전송할 수 있습니다. BPSK를 추가하면 심볼당 하나의 정보 비트, 즉 총 4개를 더 전송할 수 있으며, 결과적으로 QPSK를 사용하면 채널 심볼당 8개의 정보 비트를 얻을 수 있습니다.
PPM 및 CCSK의 주요 문제점은 신호 반사 간의 지연이 PN 코드의 지속 시간을 초과할 때 다중 경로 전파에 대한 민감도입니다. 따라서 이러한 유형의 변조는 이러한 반사가 있는 실내에서는 사용하기 어렵습니다. CCSK는 복조가 매우 쉬우며 기존 변조기/복조기 회로에 비해 복잡성이 약간만 증가합니다. CCSK 방식은 QPSK(그림 2 참조)와 함께 MBOK 변조 방식과 유사하지만 8개의 Walsh 기능 중 하나를 선택하는 블록 대신 워드 시프트 블록만 있습니다.
DSSS/PPM 변조
광대역 직접 시퀀스 펄스 위상 변조(DSSS/PPM) 신호는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호를 더욱 발전시킨 신호 유형입니다.
기존 광대역 신호에 대한 펄스 위상 변조의 개념은 연속적인 기호의 상관 피크 사이의 시간 간격을 변경하여 정보 속도의 증가를 얻는다는 것입니다. 변조는 네덜란드 Bell Labs의 Rajeev Krishnamoorthy와 Israel Bar-David가 발명했습니다.
현재 변조 구현을 통해 기호 간격(PN 시퀀스 간격 내)에서 상관 펄스의 8개 시간 위치를 결정할 수 있습니다. 이 기술을 DQPSK의 I 채널과 Q 채널에 독립적으로 적용하면 64(8x8)개의 서로 다른 정보 상태를 얻을 수 있습니다. I 채널에 두 가지 다른 상태를 제공하고 Q 채널에 두 가지 다른 상태를 제공하는 DQPSK 변조와 위상 변조를 결합하면 256(64x2x2) 상태가 얻어지며 이는 기호당 8개의 정보 비트에 해당합니다.
DSSS/QAM 변조
DSSS/QAM(Direct Sequence Quadrature Amplitude Modulation) 광대역 신호는 정보가 진폭 변화를 통해서도 전송되는 전형적인 광대역 DQPSK 변조 신호로 생각할 수 있습니다. 2레벨 진폭 변조와 DQPSK를 적용함으로써 I 채널에서 4가지 다른 상태, Q 채널에서 4가지 다른 상태를 얻습니다. 변조된 신호는 펄스 위상 변조를 받을 수도 있으며, 이는 정보 속도를 증가시킵니다.
DSSS/QAM의 한계 중 하나는 이러한 변조를 포함하는 신호가 다중 경로 전파에 매우 민감하다는 것입니다. 또한 위상 및 진폭 변조를 모두 사용하므로 Eb/N0 비율이 증가하여 MBOK와 동일한 BER 값을 얻습니다.
왜곡에 대한 민감도를 줄이려면 이퀄라이저를 사용할 수 있습니다. 그러나 그 사용은 두 가지 이유로 바람직하지 않습니다.
첫째, 등화기를 조정하는 심볼의 시퀀스를 늘려야 하며, 이로 인해 프리앰블의 길이가 늘어납니다. 둘째, 이퀄라이저를 추가하면 시스템 전체의 비용이 증가합니다.
추가 직교위상 변조는 주파수 호핑 기능이 있는 시스템에서도 사용할 수 있습니다. 따라서 WaveAccess는 16QAM과 함께 QPSK 변조, 주파수 호핑 기술을 사용하는 Jaguar 브랜드의 모뎀을 출시했습니다. 이 경우 일반적으로 허용되는 FSK 주파수 변조와 달리 이는 2.2Mbit/s의 실제 데이터 전송 속도를 허용합니다. WaveAccess 엔지니어들은 더 빠른 속도(최대 10Mbit/s)의 DSSS 기술을 사용하는 것이 전송 범위가 짧기 때문에(100m 이하) 비실용적이라고 생각합니다.
OCDM 변조
여러 OCDM(Orthogonal Code Division Multiplex) 신호를 다중화하여 생성된 광대역 신호는 동일한 주파수에서 동시에 여러 광대역 채널을 사용합니다.
직교 PN 코드를 사용하여 채널을 구분합니다. Sharp는 이 기술을 사용하여 제작된 10메가비트 모뎀을 발표했습니다. 실제로 16칩 직교 코드로 구성된 16개 채널이 동시에 전송됩니다. 각 채널에 BPSK를 적용한 후 아날로그 방식을 사용하여 채널을 합산합니다.
데이터 멀티플렉서 - 입력 데이터 멀티플렉서
BPSK - 블록 위상 변조
확산 - 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 블록
합계 - 출력 가산기
OFDM 변조
OFDM(직교 주파수 분할 다중)을 사용하여 여러 광대역 신호를 다중화하여 얻은 광대역 신호는 서로 다른 반송파 주파수에서 위상 변조 신호의 동시 전송을 나타냅니다. 변조는 MIL-STD 188C에 설명되어 있습니다. 장점 중 하나는 다중 경로 감쇠로 인한 스펙트럼 격차에 대한 높은 저항력입니다. 협대역 감쇠는 하나 이상의 반송파를 제외할 수 있습니다. 여러 주파수에 걸쳐 기호 에너지를 분배함으로써 안정적인 연결이 보장됩니다.
이는 유사한 QPSK 시스템의 스펙트럼 효율을 2.5배 초과합니다. OFDM 변조를 구현하는 기성품 미세 회로가 있습니다. 특히 Motorola는 MC92308 OFDM 복조기와 MC92309 "프런트 엔드" OFDM 칩을 생산합니다. 일반적인 OFDM 변조기의 다이어그램이 그림 1에 나와 있습니다. 6.
데이터 다중화 - 입력 데이터 다중화기
채널 - 주파수 채널
BPSK - 블록 위상 변조
합계 - 주파수 채널 가산기
결론
비교표는 다양한 기준에 따른 각 변조 방식의 등급과 최종 등급을 보여줍니다. 점수가 낮을수록 점수가 더 좋습니다. 직교 진폭 변조는 비교용으로만 사용됩니다.
검토 과정에서 다양한 지표에 대해 허용되지 않는 평가 값을 갖는 다양한 유형의 변조가 폐기되었습니다. 예를 들어, 16위치 위상 변조(PSK)를 사용하는 광대역 신호는 간섭에 대한 저항이 낮기 때문에 매우 광대역 신호는 주파수 범위 길이에 대한 제한과 공동 작업을 위해 최소 3개의 채널이 필요하기 때문에 매우 광대역 신호입니다. 근처의 라디오 네트워크.
고려되는 광대역 변조 유형 중에서 가장 흥미로운 것은 M-ary 쌍직교 변조(MBOK)입니다.
결론적으로 Harris Semiconductor 엔지니어들이 수행한 일련의 실험에는 포함되지 않은 변조에 대해 언급하고 싶습니다. 우리는 필터링된 QPSK 변조(Filtered Quadrature Phase Shift Keying - FQPSK)에 대해 이야기하고 있습니다. 이 변조 방식은 캘리포니아 대학의 Kamilo Feher 교수가 개발했으며 Didcom, Inc.와 공동으로 특허를 받았습니다.
FQPSK를 얻기 위해 송신기에서 신호 스펙트럼의 비선형 필터링이 사용되며 이후 수신기에서 복원됩니다. 결과적으로 FQPSK 스펙트럼은 QPSK 스펙트럼에 비해 면적의 약 절반을 차지하며 다른 모든 매개변수는 동일합니다. 또한 FQPSK의 PER(패킷 오류율)은 GMSK보다 10-2-10-4 더 좋습니다. GSMK는 특히 GSM 디지털 셀룰러 통신 표준에 사용되는 가우스 주파수 변조입니다. 새로운 변조 방식은 EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications 및 NASA와 같은 회사에서 충분히 높이 평가되었으며 해당 제품에 사용되었습니다.
21세기 광대역에서 어떤 종류의 변조가 사용될 것인지 명확하게 말하기는 불가능합니다. 매년 전 세계의 정보량이 증가하고 있으므로 통신 채널을 통해 점점 더 많은 정보가 전송됩니다. 주파수 스펙트럼은 고유한 천연 자원이므로 전송 시스템에서 사용되는 스펙트럼에 대한 요구 사항은 지속적으로 증가합니다. 그러므로 선택이 가장 효과적인 방법광대역 개발의 변조는 계속해서 가장 중요한 문제 중 하나입니다.