У чому полягають переваги QPSK. Квадратурна модуляція із зсувом OQPSK (Offset QPSK). Структурна схема модулятора QPSK

де A та φ 0 – постійні, ω – несуча частота.

Інформація кодується фазою φ(t). Так як при когерентної демодуляції в приймачі є відновлена несуча s C (t) = Acos (ωt + φ 0), то шляхом порівняння сигналу (2) з несучою обчислюється поточний зсув фази φ (t). Зміна фази φ(t) однозначно пов'язана з інформаційним сигналом c(t).

Двійкова фазова модуляція (BPSK – BinaryPhaseShiftKeying)

Безліч значень інформаційного сигналу (0,1) ставиться в однозначну відповідність безліч змін фази (0, π). При зміні значень інформаційного сигналу фаза радіосигналу змінюється на 180º. Таким чином, сигнал BPSK можна записати у вигляді

Отже, s(t)=A⋅2(c(t)-1/2)cos(ωt + φ 0) .Таким чином, для здійснення BPSK модуляції достатньо помножити сигнал, що несе на інформаційний сигнал, який має безліч значень (-1,1). На виході baseband-модулятора сигнали

I (t) = A⋅2(c(t)-1/2), Q(t)=0

Тимчасова форма сигналу та його сузір'я показані на рис.3.

Мал. 12. Тимчасова форма та сигнальне сузір'я сигналу BPSK: a– цифрове повідомлення; б - модулюючий сигнал; в – модульоване ВЧ коливання; г- сигнальне сузір'я

Квадратурна фазова модуляція (QPSK – QuadraturePhaseShiftKeying)

Квадратурна фазова модуляція є чотирирівневою фазовою модуляцією (M=4), при якій фаза високочастотного коливання може набувати 4 різних значення з кроком, кратним π / 2 .

Співвідношення між зсувом фази модульованого коливання з множини (±π / 4,±3π / 4) і безліччю символів цифрового повідомлення (00, 01, 10, 11) встановлюється в кожному конкретному випадку стандартом на радіоканал і відображається сигнальним сузір'ям, аналогічним рис.4 . Стрілки показують можливі переходи з одного фазового стану в інший.

Мал. 13. Сигнальне сузір'я модуляції QPSK

З малюнка видно, що відповідність між значеннями символів та фазою сигналу встановлено таким чином, що в сусідніх точках сигнального сузір'я значення відповідних символів відрізняються лише в одному биті. При передачі за умов шуму найбільш імовірною помилкою буде визначення фази сусідньої точки сузір'я. При зазначеному кодуванні, незважаючи на те, що відбулася помилка у визначенні значення символу, це буде відповідати помилці в одному (а не двох) біті інформації. Таким чином досягається зниження ймовірності помилки на біт. Зазначений спосіб кодування називається кодом Грея.

Багатопозиційна фазова модуляція (M-PSK)

M-PSK формується, як і інші багатопозиційні види модуляції, шляхом угруповання k = log 2 M біт символи і введенням взаємно-однозначної відповідності між безліччю значень символу і безліччю значень зсуву фази модульованого коливання. Значення зсуву фази з множини відрізняються на однакову величину. Наприклад на рис.4 наведено сигнальне сузір'я для 8-PSK з кодуванням Грея.

Мал. 14. Сигнальне сузір'я модуляції 8-PSK

Амплітудно-фазові види модуляції (QAM)

Очевидно, для кодування інформації, що передається, можна використовувати не один параметр несучого коливання, а два одночасно.

Мінімальний рівень символьних помилок буде досягнуто у разі, якщо відстань між сусідніми точками сигнальному сузір'ї буде однаковим, тобто. розподіл точок у сузір'ї буде рівномірним на площині. Отже, сигнальне сузір'я повинно мати ґратчастий вигляд. Модуляція з подібним видом сигнального сузір'я називається квадратурною амплітудною модуляцією (QAM – QuadratureAmplitudeModulation).

QAM є багатопозиційною модуляцією. При M=4 вона відповідає QPSK, тому формально вважається для QAM M ≥ 8 (бо число біт на символ k = log 2 M ,k∈N , то M може приймати тільки значення ступенів 2: 2, 4, 8, 16 і т.д.). Наприклад на рис.5 наведено сигнальне сузір'я 16-QAM з кодуванням Грея.

Мал. 15. Сигнальне сузір'я модуляції 16-QAM

Частотні види модуляції (FSK, MSK, M-FSK, GFSK, GMSK).

У разі здійснення частотної модуляції параметром несучого коливання - носієм інформації - є частота, що несе ω(t) . Модульований радіосигнал має вигляд:

s(t)= Acos(ω(t)t +φ 0)= Acos(ω c t +ω d c(t)t +φ 0)=
Acos(ω c t +φ 0) cos(ω d c(t)t) − Asin(ω c t+φ 0)sin(ω d c(t)t),

де c - постійна центральна частота сигналу, d - девіація (зміна) частоти, c (t) -інформаційний сигнал, φ 0 -початкова фаза.

У разі, якщо інформаційний сигнал має 2 можливі значення, має місце двійкова частотна модуляція (FSK – FrequencyShiftKeying). Інформаційний сигнал (4) є полярним, тобто. приймає значення (-1,1), де -1 відповідає значенню вихідного (неполярного) інформаційного сигналу 0, а 1 одиниці. Таким чином, при двійковій частотній модуляції безлічі значень вихідного інформаційного сигналу (0,1) ставиться у відповідність безліч значень частоти модульованого радіосигналу (c - d, c + d). Вигляд сигналу FSK зображено на рис.1.11.

Мал. 16. Сигнал FSK: а – інформаційне повідомлення; б-модулюючий сигнал; в - модулювання ВЧ-коливання

З (4) випливає безпосередня реалізація FSK-модулятора: сигнали I(t) і Q(t) мають вигляд: I(t) = Acos(ω d c(t)t) , Q(t) = Asin(ω d c(t )t) . Оскільки функції sin і cos приймають значення інтервалі [-1..1], то сигнальне сузір'я сигналу FSK – коло з радіусом A.

Квадратурна фазова модуляція QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) є чотирирівневою фазовою модуляцією (M = 4 ), при якій фаза ВЧ коливання може приймати чотири різні значення з кроком, рівним


π/2. кожне	значення фази	модульованого сигналу
містить два біти інформації. Оскільки				абсолютні
значення фаз	не мають значення, виберемо
± π 4, ± 3 π 4 .	Відповідність		значеннями
модульованого сигналу ± π 4, ± 3 π 4			та переданими

дибітами інформаційної послідовності 00, 01, 10, 11 встановлюється кодом Грея (див. рис.3.13) чи якимось іншим алгоритмом. Очевидно, що значення модулюючого сигналу при модуляції QPSK змінюються в два рази рідше, ніж при BPSK модуляції (при однаковій швидкості передачі інформації).

Комплексна огинаюча g (t ) при QPSK модуляції

являє собою псевдовипадковий полярний baseband сигнал, квадратурні компоненти якого, згідно

(3.41), набувають чисельних значень ± 1 2 . При цьому

тривалість кожного символу комплексної огинаючої вдвічі більша, ніж символів у вихідному цифровому модулюючому сигналі. Як відомо, спектральна щільність потужності багаторівневого сигналу збігається зі спектральною щільністю потужності бінарного сигналу при

M = 4 і, отже, T s = 2T b. Відповідно спектральна щільність потужності QPSK сигналу (для

позитивних частот) на підставі рівняння (3.28) визначається виразом:

P(f) = K × (	sin 2

	p×(f - f	) × 2 × T

З рівняння (3.51) випливає, що відстань між першими нулями в спектральній щільності потужності QPSK сигналу дорівнює D f = 1 T b , що вдвічі менше, ніж

для модуляції BPSK. Іншими словами, спектральна ефективність квадратурної QPSK модуляції вдвічі вища, ніж бінарної фазової модуляції BPSK.

				cos(ωc t )
	Формуючий			cos(ωc t )
	Формуючий



w(t)	Формувач
	квадратурних		Суматор
	компонент


		I(t)		sin(ωc t )
	Формуючий	I(t)		sin(ωc t )

Рис.3.15. Квадратурний модулятор QPSK сигналу

Функціональна схема квадратурного QPSK модулятора показано на рис.3.15. На перетворювач коду надходить цифровий сигнал зі швидкістю R. Перетворювач коду формує квадратурні компоненти комплексної

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

огинає відповідно до табл.3.2 зі швидкістю, вдвічі меншою порівняно з вихідною. Формуючі фільтри забезпечують задану смугу частот модулюючого (і відповідно модульованого) сигналу. Квадратурні компоненти несучої частоти надходять на ВЧ перемножувачі від схеми синтезатора частоти. На виході суматора має місце результуючий модульований QPSK сигнал s (t )

відповідно (3.40).

Таблиця 3.2

Формування QPSK сигналу

cos[θk]

sin[θk]

компонента

I-компонента

Сигнал QPSK, так само як і сигнал BPSK, не містить у своєму спектрі частоти, що несе, і може бути прийнятий тільки за допомогою когерентного детектора, який є дзеркальним відображенням схеми модулятора і


s(t)
	cos(ωc t )
		відновлення
		відновлення
		цифрового

	sin(ωc t )

I(t)

Рис.3.16. Квадратурний демодулятор QPSK сигналу

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

показаний на рис.3.16.

3.3.4. Диференційна бінарна фазова модуляція DBPSK

Принципова відсутність несучої частоти у спектрі модульованого сигналу в деяких випадках призводить до невиправданого ускладнення демодулятора в приймачі. QPSK та BPSK сигнали можуть бути прийняті тільки когерентним детектором, для реалізації якого необхідно або передавати нарівні з сигналом ще й опорну частоту, або реалізувати в приймачі спеціальну схему відновлення несучої. Істотне спрощення схеми детектора досягається у тому випадку, коли фазова модуляція реалізується у диференційній формі DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).

Ідея диференціального кодування у тому, щоб передавати не абсолютне значення інформаційного символу, яке зміна (чи зміна) щодо попереднього значення. Іншими словами, кожен наступний символ, що передається, містить у собі інформацію про попередній символ. Тим самим було для отримання вихідної інформації при демодуляції як опорного сигналу можна використовувати абсолютне, а відносне значення модулируемого параметра несучої частоти. Алгоритм диференціального бінарного кодування описується такою формулою:

d k =

m k Å d k −1

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

де (m k) - Вихідна бінарна послідовність; (d k )-

результуюча бінарна послідовність; Å - символ додавання за модулем 2.

Приклад диференціального кодування показано у табл.3.3.

		Таблиця 3.3
Диференційне кодування бінарного
	цифрового сигналу


(d k


(d k

Апаратно диференціальне кодування реалізується у вигляді схеми затримки сигналу на часовий інтервал, що дорівнює тривалості одного символу в бінарній інформаційній послідовності та схеми додавання за модулем 2 (рис.3.17).


		Логічна схема
		Логічна схема
		d k =
		d k =	m k Å d k −1

Лінія затримки

Рис.3.17. Диференціальний кодер сигналу DBPSK

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

Диференціальний некогерентний детектор DBPSK сигналу на проміжній частоті показано на рис.3.18.

Детектор здійснює затримку прийнятого імпульсу на один символьний інтервал, а потім перемноження отриманого та затриманого символів:

s k x s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 x sin(w c t ) = 1 2 d k x d k −1 x .

Після фільтрації за допомогою ФНЧ або узгодженого

Очевидно, що ні тимчасова форма комплексної огинаючої, ні спектральний склад диференціального DВPSK сигналу не відрізнятимуться від звичайного сигналу BPSK.

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

3.3.5. Диференціальна квадратурна фазова модуляція π/4 DQPSK

Модуляція π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) є формою диференціальної фазової модуляції спеціально розробленої для чотирирівневих QPSK сигналів. Сигнал цього виду модуляції може бути демодулирован некогерентним детектором, як це властиво сигналам DBPSK модуляції.

Відмінність диференціального кодування в π/4 DQPSK модуляції від диференціального кодування в DBPSK модуляції полягає в тому, що передається відносна зміна не модулюючого цифрового символу, а параметра, що модулюється, в даному випадку фази. Алгоритм формування модульованого сигналу пояснюється табл.3.4.

Таблиця 3.4

Алгоритм формування сигналу π/4 DQPSK

Інформаційний
ний дибіт
ний дибіт
Приріст	ϕ = π 4	ϕ = 3 π 4	ϕ = −3 π 4	ϕ = − π 4
фазового кута
Q-компонента		Q = sin (θk) = sin (θk − 1 +
I-компонента		I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 +

Кожному дибіту вихідної інформаційної послідовності ставиться у відповідність збільшення фази несучої частоти. Величина збільшення фазового кута кратна π/4. Отже, абсолютний фазовий кут k може приймати вісім різних значень з кроком

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

π/4, а кожна квадратурна компонента комплексної огинаючої - одне з п'яти можливих значень:

0, ±1 2 , ±1. Перехід від однієї фази несучої частоти до іншої можна описати за допомогою діаграми станів на рис.3.13 для M = 8 почерговим вибором абсолютного значення фази несучої частоти з чотирьохпозиційних

Блок-схема π/4 DQPSK модулятора показано на рис.3.19. Вихідний бінарний цифровий модулюючий сигнал надходить у перетворювач код-фаза. У перетворювачі після затримки сигналу на один символьний інтервал визначається поточне значення дибіту і відповідне збільшення фази φ k несучої частоти. Це

Збільшення фази надходить на обчислювачі квадратурних I Q компонент комплексної огинаючої (табл.3.3). Вихід

I Q обчислювачів являє собою п'ятирівневий

	цифровий сигнал із тривалістю імпульсів, удвічі

		Q = cos(θk -1 + Δφ)	Формуючий фільтр
				cos(ωc t )
		Δφk		cos(ωc t )
		Δφk
wk(t)
wk(t)		Перетворювач
		Перетворювач




		Δφk
				sin(ωc t )
		I = sin(θk -1 + Δφ)	Формуючий фільтр	sin(ωc t )
			Формуючий фільтр


		Рис.3.19. Функціональна схема π/4 DQPSK модулятора

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

що перевищує тривалість імпульсів вихідного бінарного цифрового сигналу. Далі квадратурні I (t), Q (t) компоненти комплексної огинаючої проходять

формуючий фільтр і надходять на високочастотні перемножувачі для формування квадратурних компонентів високочастотного сигналу. На виході високочастотного суматора має місце повністю сформований

π/4 DQPSK сигнал.

Демодулятор π/4 DQPSK сигналу (рис.3.20) призначений для детектування квадратурних компонентів модулюючого сигналу і має структуру, схожу на структуру демодулятора DBPSK сигналу. Вхідний ВЧ сигнал r(t) = cos(ωct+θk) на проміжній частоті

rI (t)

r(t)

Затримка τ = Ts

Вирішальний w(t) пристрій

Зсув фази Δφ = π/2

rQ(t)

Рис.3.20. Демодулятор π/4 DQPSK сигналу на проміжній частоті

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

надходить на вхід схеми затримки та ВЧ перемножувачі. Сигнал на виході кожного перемножувача (після видалення високочастотних компонентів) має вигляд:

	r I (t) = cos (w c t + q k) × cos (w c t + q k −1) = cos (Df k);
	r Q(t) = cos(w c t + q k ) x sin (w c t + q k −1 ) = sin(Df k ).

Вирішальний пристрій аналізує базовібанди сигнали на виході кожного ФНЧ. Визначається знак і величина збільшення фазового кута, а, отже, і значення прийнятого дибіта. Апаратурна реалізація демодулятора на проміжній частоті (див. рис.3.20) є не простим завданням через високі вимоги до точності та стабільності високочастотної схеми затримки. Найпоширеніший варіант схеми демодулятора π/4 DQPSK сигналу з безпосереднім перенесенням модульованого сигналу в baseband діапазон, як показано на рис.3.21.

r(t)				r11 (t)	rQ(t)
			τ = Ts	r11 (t)	rQ(t)
			τ = Ts


	cos(ωc t + γ)	r1 (t)		r12 (t)		rI (t)
		r1 (t)



				r21 (t)

sin(ωc t + γ)
	r2 (t)
	r22 (t)
	τ = Ts

Рис.3.21. Демодулятор π/4 QPSK сигналу в baseband діапазоні

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

Безпосереднє перенесення модульованого сигналу в базовий Band діапазон дозволяє реалізувати повністю

Перенесення спектра модульованого коливання в базовийзворотний діапазон. Опорні сигнали, що також надходять на входи ВЧ перемножувачів, не синхронізовані по фазі з несучою частотою модульованого коливання. В результаті baseband сигнали на виході фільтрів низької частоти мають довільний фазовий зсув, який вважається постійним протягом символьного інтервалу:

		(t) = cos (w c t + q k) × cos (w c t + g) = cos (q k - g);
	r 2 (t ) = cos (w c t + q k ) × sin (w c t + g ) = sin (q k - g),

де - зсув фази між прийнятим і опорним сигналами.

Демодуловані baseband сигнали надходять на дві схеми затримки і чотири baseband перемножувача, на виходах яких мають місце наступні сигнали:

r 11 (t) = cos (q k - g) × cos (q k -1 - g);
r 22 (t) = sin (q k - g) x sin (q k -1 - g);
r 12 (t) = cos(q k - g) x sin (q k -1 - g);

r 21 (t) = sin (q k - g) × cos (q k -1 - g).

В результаті підсумовування вихідних сигналів перемножувачів виключається довільний фазовий зсув γ, залишається тільки інформація про збільшення фазового кута несучої частоти Δφ:

Dj k);

r I (t) = r 12 (t) + r 21 (t) =

R 12 (t ) = cos(q k - g ) × sin (q k −1 - g ) + r 21 (t ) =

Sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).

Реалізація схеми затримки в базовому діапазоні та

наступна цифрова обробка демодульованого сигналу істотно підвищують стабільність роботи схеми та достовірність прийому інформації.

3.3.6. Квадратурна зсувна фазова модуляція

Квадратурна зсувна фазова модуляція OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) є окремим випадком квадратурної модуляції QPSK. Огинальна частота QPSK сигналу теоретично постійна. Однак при обмеженні смуги частот сигналу, що модулює, властивість сталості амплітуди фазомодулированного сигналу втрачається. При передачі сигналів з BPSK або QPSK модуляцією зміна фази символьному інтервалі може бути величиною π або p 2 . Інтуїтивно

Відомо, що більше миттєвий стрибок фази несучої, тим більше супутня АМ, що виникає при обмеженні спектра сигналу. Справді, що більше величина миттєвого зміни амплітуди сигналу за зміни його фази, то більшу величину мають гармоніки спектра, відповідного цьому тимчасовому стрибку. Іншими словами, при обмеженні спектра сигналу

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

величина виникає внутрішньої АМ буде пропорційна величині миттєвого стрибка фази несучої частоти.

У QPSK сигналі можна обмежити максимальний стрибок фази несучої, якщо використовувати тимчасове зсув величиною T b між Q і I каналами, тобто. ввести елемент

затримки величиною T b канал Q або I . Використання

тимчасового зсуву призведе до того, що повна необхідна зміна фази відбуватиметься у два етапи: спочатку змінюється (або змінюється) стан одного каналу, потім іншого. На рис.3.22 показана послідовність модулюючих імпульсів Q (t) і I (t)

квадратурних каналах для звичайної модуляції QPSK.

Q(t)

I(t)

I(t-Tb)

2T s

Рис.3.22. Модулюючі сигнали у I/Q каналах при QPSK

та OQPSK модуляції

Тривалість кожного імпульсу дорівнює T s = 2 T b. Зміна фази несучої при зміні будь-якого символу I або Q

PDF створено з FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

5. ОГЛЯД ВИДІВ МОДУЛЯЦІЇ

Перетворення несучого гармонійного коливання (одного або кількох його параметрів) відповідно до закону зміни інформаційної послідовності, що передається, називається модуляцією. Під час передачі цифрових сигналів у аналоговому вигляді оперують поняттям – маніпуляція.

Спосіб модуляції відіграє основну роль у досягненні максимально можливої швидкості передачі при заданій ймовірності помилкового прийому. Граничні можливості системи передачі можна оцінити за допомогою відомої формули Шеннона, що визначає залежність пропускної здатності безперервного каналу з білим гауссовским шумом від смуги частот F, що використовується, і відношення потужностей сигналу і шуму Pс/Pш.

де PС – середня потужність сигналу;

PШ – середня потужність шуму в смузі частот.

Пропускна здатність визначається як верхня межа реальної швидкості передачі інформації V. Наведене вище вираз дозволяє знайти максимальне значення швидкості передачі, яке може бути досягнуто в гауссівському каналі із заданими значеннями: ширини частотного діапазону, в якому здійснюється передача (DF) та відношення сигнал – шум ( PС/РШ).

Імовірність помилкового прийому біта у конкретній системі передачі визначається ставленням PС/РШ. З формули Шеннона слід, що зростання питомої швидкості передачі V/DF вимагає збільшення енергетичних витрат (РС) однією біт. Залежність питомої швидкості передачі від відношення сигнал/шум показано на рис. 5.1.

Рисунок 5.1 – Залежність питомої швидкості передачі від відношення сигнал/шум

Будь-яка система передачі може бути описана точкою, що лежить нижче наведеною на малюнку кривою (область). Цю криву часто називають кордоном чи межею Шеннона. Для будь-якої точки в області можна створити таку систему зв'язку, ймовірність помилкового прийому у якої може бути настільки малою, наскільки це потрібно .

Сучасні системипередачі даних вимагають, щоб ймовірність невиявленої помилки була не вище за величину 10-4…10-7 .

У сучасній цифровій техніці зв'язку найбільш поширеними є частотна модуляція (FSK), відносна фазова модуляція (DPSK), квадратурна фазова модуляція (QPSK), фазова модуляція зі зсувом (зміщенням), що позначається як O-QPSK або SQPSK, квадратурна амплітудна .

При частотній модуляції значенням "0" і "1" інформаційної послідовності відповідають певні частоти аналогового сигналу при незмінній амплітуді. Частотна модуляція вельми завадостійка, проте при частотній модуляції неекономно витрачається ресурс смуги частот каналу зв'язку. Тому цей вид модуляції застосовується в низькошвидкісних протоколах, що дозволяють здійснювати зв'язок каналами з низьким ставленням сигнал/шум.

При відносній фазовій модуляції залежно від значення інформаційного елемента змінюється лише фаза сигналу при незмінній амплітуді та частоті. Причому кожному інформаційному біту ставиться у відповідність не абсолютне значення фази, яке зміна щодо попереднього значення.

Найчастіше застосовується чотирифазна DPSK, або дворазова DPSK, заснована на передачі чотирьох сигналів, кожен з яких несе інформацію про два біти (дибіт) вихідної двійкової послідовності. Зазвичай використовується два набори фаз: залежно від значення дибіту (00, 01, 10 або 11) фаза сигналу може змінитися на 0°, 90°, 180°, 270° або 45°, 135°, 225°, 315° відповідно. При цьому, якщо число біт, що кодуються, більше трьох (8 позицій повороту фази), різко знижується завадостійкість DPSK. Тому для високошвидкісної передачі даних DPSK не використовується.

Модеми з 4-позиційною або квадратурною фазовою модуляцією використовуються в системах, в яких теоретична спектральна ефективність пристроїв передачі BPSK (1 біт/(с·Гц)) недостатня при наявній смузі частот. Різні методи демодуляції, які у системах BPSK, застосовуються й у системах QPSK. Крім прямого поширення методів двійкової модуляції на випадок QPSK використовується також 4-позиційна модуляція зі зміщенням. Деякі різновиди QPSK та BPSK наведені в табл. 5.1.

При квадратурної амплітудної модуляції змінюється як фаза, так і амплітуда сигналу, що дозволяє збільшити кількість біт, що кодуються, і при цьому істотно підвищити перешкодостійкість. В даний час використовуються способи модуляції, в яких кількість кодованих на одному бодовому інтервалі інформаційних біт може досягати 8 ... 9, а число позицій сигналу в сигнальному просторі - 256 ... 512.

Таблиця 5.1 – Різновиди QPSK та BPSK

Двійкова PSK	Чотирипозиційна PSK	Короткий опис
BPSK	QPSK	Звичайні когерентні BPSK та QPSK
DEBPSK	DEQPSK	Звичайні когерентні BPSK та QPSK з відносним кодуванням та СВН
DBSK	DQPSK	QPSK з автокореляційною демодуляцією (немає СВН)
FBPSK		BPSK або QPSK З запатентованим процесором Феєра, придатним для систем з нелінійним посиленням QPSK зі зсувом (зміщенням) QPSK зі зсувом та відносним кодуванням QPSK зі зсувом та запатентованим Феєром процесорами QPSK з відносним кодуванням та фазовим зсувом на р/4

Квадратурне уявлення сигналів є зручним та досить універсальним засобом їх опису. Квадратурне уявлення полягає у вираженні коливання лінійною комбінацією двох ортогональних складових - синусоїдальної та косинусоїдальної:

S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)

де x(t) та y(t) - біполярні дискретні величини.

Така дискретна модуляція (маніпуляція) здійснюється двома каналами на несучих, зрушених на 90° друг щодо друга, тобто. що знаходяться у квадратурі (звідси і назва уявлення та методу формування сигналів).

Пояснимо роботу квадратурної схеми (рис. 5.2) з прикладу формування сигналів QPSK.

Рисунок 5.2 – Схема квадратурного модулятора

Вихідна послідовність двійкових символів тривалістю Т за допомогою регістра зсуву поділяється на непарні імпульси Y, які подаються в квадратурний канал (coswt), і парні - X, що надходять до синфазного каналу (sinwt). Обидві послідовності імпульсів надходять на входи відповідних формувачів маніпулюючих імпульсів, на виходах яких утворюються послідовності біполярних імпульсів x(t) та y(t).

Маніпулюючі імпульси мають амплітуду та тривалість 2T. Імпульси x(t) та y(t) надходять на входи канальних перемножувачів, на виходах яких формуються двофазні фазомодульовані коливання. Після підсумовування вони утворюють сигнал QPSK.

Для наведеного вище вирази для опису сигналу характерна взаємна незалежність багаторівневих імпульсів маніпулюючих x(t), y(t) в каналах, тобто. одиничного рівня в одному каналі може відповідати одиничний або нульовий рівень в іншому каналі. В результаті вихідний сигнал квадратурної схеми змінюється не тільки по фазі, а й по амплітуді. Оскільки в кожному каналі здійснюється амплітудна маніпуляція, цей вид модуляції називають квадратурною амплітудною модуляцією.

Користуючись геометричним трактуванням, кожен сигнал QAM можна зобразити вектором у сигнальному просторі.

Відзначаючи лише кінці векторів, для сигналів QAM отримуємо зображення як сигнальної точки, координати якої визначаються значеннями x(t) і y(t). Сукупність сигнальних точок утворює так зване сигнальне сузір'я.

На рис. 5.3 показано структурну схему модулятора, а на рис. 5.4 – сигнальне сузір'я для випадку, коли x(t) та y(t) набувають значення ±1, ±3 (QAM-4).

Рисунок 5.4 – Сигнальна діаграма QAM-4

Величини ±1, ±3 визначають рівні модуляції та мають відносний характер. Сузір'я містить 16 сигнальних точок, кожна з яких відповідає чотирьом інформаційним бітам, що передаються.

Комбінація рівнів ±1, ±3, ±5 може сформувати сузір'я із 36 сигнальних точок. Однак з них у протоколах ITU-T використовується лише 16 рівномірно розподілених у сигнальному просторі точок.

Існує кілька способів практичної реалізації QAM-4, найбільш поширеним є так званий спосіб модуляції накладенням (SPM). У схемі, що реалізує даний спосіб, використовуються два однакові QPSK (рис. 5.5).

Використовуючи цю методику отримання QAM, можна отримати схему практичної реалізації QAM-32 (рис.5.6).

Малюнок 5.5 – Схема модулятора QAM-16

Малюнок 5.6 – Схема модулятора QAM-32

Отримання QAM-64, QAM-128 та QAM-256 відбувається таким же чином. Схеми отримання цих модуляцій не наводяться через їхню громіздкість.

З теорії зв'язку відомо, що при рівній кількості точок у сигнальному сузір'ї спектр перешкодостійкість систем QAM і QPSK різна. При великій кількості точок сигналів спектр QAM ідентичний спектру сигналів QPSK. Проте сигнали системи QAM мають найкращі характеристики, Чим системи QPSK. Основна причина цього полягає в тому, що відстань між сигнальними точками в системі QPSK менша за відстань між сигнальними точками в системі QAM.

На рис. 5.7 представлені сигнальні сузір'я систем QAM-16 та QPSK-16 при однаковій потужності сигналу. Відстань між сусідніми точками сигнального сузір'я в системі QAM з L рівнями модуляції визначається виразом:

(5.3)

Аналогічно для QPSK:

(5.4)

де М - Число фаз.

З наведених виразів випливає, що при збільшенні значення М і тому самому рівні потужності системи QAM краще систем QPSK. Наприклад, при М = 16 (L = 4) dQAM = 0.47 та dQPSK = 0.396, а при М = 32 (L = 6) dQAM = 0.28, dQPSK = 0.174.

Таким чином, можна сказати, що QAM набагато ефективніше в порівнянні з QPSK, що дозволяє використовувати більш багаторівневу модуляцію при однаковому співвідношенні сигнал/шум. Тому можна дійти невтішного висновку, що характеристики QAM будуть найбільш наближеними до кордону Шеннона (рис.5.8) де: 1 – кордон Шеннона, 2 – QAM, 3 – М-позиционная АРК, 4 – М-позиционная PSK .

Рисунок 5.8 - Залежність спектральної ефективності різних модуляцій від C/N

У загальному випадку М-позиційні системи QAM з лінійним посиленням, такі як 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, мають спектральну ефективність вище, ніж у QPSK з лінійним посиленням, що має теоретичну граничну ефективність 2 біт/(с∙Гц) .

Однією з характерних рис QAM є малі значення позасмугової потужності (рис. 5.9) .

Рисунок 5.9 – Енергетичний спектр QAM-64

Застосування багатопозиційної QAM у чистому вигляді пов'язане з проблемою недостатньої стійкості до перешкод. Тому у всіх сучасних високошвидкісних протоколах QAM використовується спільно з ґратчастим кодуванням (ТСМ). Сигнальне сузір'я ТСМ містить більше сигнальних точок (позицій сигналів), ніж потрібно при модуляції без ґратчастого кодування. Наприклад, 16-позиційна QAM перетворює на сузір'я 32-QAM з гратчастим кодуванням. Додаткові точки сузір'я забезпечують сигнальну надмірність і можуть бути використані для виявлення та виправлення помилок. Згорткове кодування в поєднанні з ПММ вносить залежність між послідовними сигнальними точками. В результаті з'явився новий спосіб модуляції, званий треліс-модуляцією. Вибрана певним чином комбінація конкретної QAM перешкодостійкого коду називається сигнально-кодової конструкції (СКК). СКК дозволяють підвищити схибленість передачі інформації поряд зі зниженням вимог до відношення сигнал/шум в каналі на 3 - 6 дБ. У процесі демодуляції проводиться декодування прийнятого сигналу алгоритму Вітербі. Саме цей алгоритм за рахунок використання введеної надмірності та знання передісторії процесу прийому дозволяє за критерієм максимальної правдоподібності вибрати із сигнального простору найбільш достовірну еталонну точку.

Застосування QAM-256 дозволяє за 1 бод передавати 8 сигнальних станів, тобто 8 біт. Це дозволяє значно збільшити швидкість передачі. Так, при ширині діапазону передачі Df=45 кГц (як і нашому разі) за інтервал часу 1/Df можна передати 1 бод, тобто 8 біт. Тоді максимальна швидкість передачі даного частотного діапазону складе

Оскільки в цій системі передача проводитися за двома частотними діапазонами з однаковою шириною, то максимальна швидкість передачі даної системи становитиме 720 кбіт/с.

Так як потік біт, що передається, містить не тільки інформаційні біти, а й службові, то інформаційна швидкість залежатиме від структури переданих кадрів. Кадри застосовувані у цій системі передачі формуються з урахуванням протоколів Ethernet і V.42 і мають максимальну довжину К=1518 біт, у тому числі КС=64 – службові. Тоді інформаційна швидкість передачі залежатиме від співвідношення інформаційних біт та службових

Ця швидкість перевищує швидкість, задану в технічному завданні. Тому можна дійти невтішного висновку, що обраний спосіб модуляції задовольняє вимогам, поставленим у технічному завданні.

Оскільки в даній системі передача здійснюється за двома частотними діапазонами одночасно, то потрібна організація двох модуляторів, що працюють паралельно. Але слід зважати на те, що можливий перехід роботи системи з основних частотних діапазонів на резервні. Тому потрібна генерація всіх чотирьох несучих частот та керування ними. Синтезатор частот, призначений для генерації несучих частот, складається з генератора опорного сигналу, дільників та високодобротних фільтрів. Як генератор опорних сигналів виступає кварцовий генератор прямокутних імпульсів (рис. 5.10).

Малюнок 5.10 - Генератор із кварцовою стабілізацією

З метою оцінки стану забезпечення безпеки інформації; - управління допуском учасників наради до приміщення; - організація спостереження за входом у виділене приміщення та навколишньою обстановкою під час проведення наради. 2. основними засобами забезпечення захисту акустичної інформації під час проведення наради є: - встановлення різних генераторів шуму, моніторинг приміщення на...

Із застосуванням поліграфічних комп'ютерних технологій? 10. Охарактеризуйте злочинні дії, передбачені главою 28 КК РФ «Злочини у сфері комп'ютерної інформації». РОЗДІЛ 2. БОРОТЬБА З ЗЛОЧИНАМИ У СФЕРІ КОМП'ЮТЕРНОЇ ІНФОРМАЦІЇ РОЗДІЛ 5. КОНТРОЛЬ НАД ЗЛОЧИННОЮ СФЕРІ ВИСОКИХ ТЕХНОЛОГІЙ 5.1 Контроль над комп'ютерною злочинністю в Росії Заходи контролю

ЛікБез > Радіозв'язок

Чотирипозиційна фазова модуляція (QPSK)

З теорії зв'язку відомо, що найвищу завадостійкість має двійкова фазова модуляція BPSK. Однак у ряді випадків за рахунок зменшення стійкості до перешкод каналу зв'язку можна збільшити його пропускну здатність. Більше того, при застосуванні завадового кодування можна більш точно планувати зону, що охоплюється системою мобільного зв'язку.

У чотирипозиційній фазовій модуляції використовуються чотири значення фази коливання. У цьому випадку фаза y(t) сигналу, що описується виразом (25) повинна приймати чотири значення: 0°, 90°, 180° та 270°. Однак частіше використовуються інші значення фаз: 45°, 135°, 225° та 315°. Такий вид уявлення квадратурної фазової модуляції наведено малюнку 1.

На цьому ж малюнку представлені значення біт, що передаються кожним станом фази коливання. Кожен стан здійснює передачу одразу двох біт корисної інформації. При цьому вміст біт вибрано таким чином, щоб перехід до сусіднього стану фази коливання, що несе, за рахунок помилки прийому приводив не більше ніж до одиночної бітової помилки.

Зазвичай для формування сигналу модуляції QPSK використовується квадратурний модулятор. Для реалізації квадратурного модулятора знадобиться два помножувачі та суматор. На входи помножувачів можна подавати вхідні бітові потоки у коді NRZ. Структурна схема такого модулятора наведено малюнку 2.

Так як при цьому виді модуляції протягом одного символьного інтервалу передається відразу два біти вхідного бітового потоку, символьна швидкість цього виду модуляції становить 2 біти на символ. Це означає, що при реалізації модулятора слід розділяти вхідний потік на дві складові - синфазну складову I і квадратурну складову Q. Синхронізацію наступних блоків слід вести із символьною швидкістю.

При такій реалізації спектр сигналу на виході модулятора виходить нічим не обмежений та його зразковий вигляд наведено на рис.

Рисунок 3. Спектр сигналу чотирипозиційної фазової модуляції QPSK, модульованого сигналом NRZ

Природно, цей сигнал можна обмежити спектром за допомогою смугового фільтра, включеного на виході модулятора, проте так ніколи не роблять. Набагато ефективніше працює фільтр Найквіста. Структурна схема квадратурного модулятора сигналу QPSK, побудована з допомогою фільтра Найквіста наведено малюнку 4.

Малюнок 4. Структурна схема модулятора QPSK із використанням фільтра Найквіста

Фільтр Найквіста можна реалізувати лише з використанням цифрової техніки, тому у схемі, наведеній на малюнку 17, перед квадратурним модулятором передбачено цифро-аналоговий перетворювач (ЦАП). Особливістю роботи фільтра Найквіста є те, що в проміжках між відліковими точками сигнал на його вході повинен бути відсутнім, тому на його вході стоїть формувач імпульсів, що видає сигнал на свій вихід тільки в момент відлікових точок. Решту часу на його виході є нульовий сигнал.

Приклад форми цифрового сигналу, що передається на виході фільтра Найквіста наведено на малюнку 5.

Рисунок 5. Приклад тимчасової діаграми Q сигналу при чотирипозиційній фазовій модуляції QPSK

Так як для звуження спектра радіосигналу в пристрої, що передає, використовується фільтр Найквіста, то міжсимвольні спотворення в сигналі відсутні тільки в сигнальних точках. Це виразно видно по очковій діаграмі сигналу Q, наведеної малюнку 6.

Крім звуження спектра сигналу, застосування фільтра Найквіста призводить до зміни амплітуди сигналу, що формується. У проміжках між точками відліку сигналу амплітуда може, як зростати по відношенню до номінального значення, так і зменшуватися майже до нульового значення.

Щоб відстежити зміни, як амплітуди сигналу QPSK, і його фази краще скористатися векторної діаграмою. Векторна діаграма того самого сигналу, що наведено на малюнках 5 і 6, показана на малюнку 7.

Малюнок 7 векторна діаграма QPSK сигналу a = 0.6

Зміна амплітуди QPSK сигналу видно і на осцилограмі сигналу QPSK на виході модулятора. Найбільш характерна ділянка тимчасової діаграми сигналу, наведеного на малюнках 6 і 7, показаний на малюнку 8. На цьому малюнку чітко видно як провали амплітуди несучої модульованого сигналу, так і збільшення її значення щодо номінального рівня.

Малюнок 8. часова діаграма QPSK сигналу a = 0.6

Сигнали на рисунках 5...8 наведені для випадку використання фільтра Найквіста з коефіцієнтом заокруглення a = 0.6. При використанні фільтра Найквіста з меншим значенням цього коефіцієнта вплив бічних пелюсток імпульсної характеристики фільтра Найквіста буде позначатися сильніше і чотири шляхи проходження сигналів, що явно простежуються на малюнках 6 і 7, зіллються в одну безперервну зону. Крім того, зростуть викиди амплітуди сигналу щодо номінального значення.

Малюнок 9 – спектрограма QPSK сигналу a = 0.6

Присутність амплітудної модуляції сигналу призводить до того, що у системах зв'язку, використовують цей вид модуляції, доводиться використовувати високолінійний підсилювач потужності. На жаль, такі підсилювачі потужності мають низький ккд.

Частотна модуляція з мінімальним рознесенням частот MSK дозволяє зменшити ширину смуги частот, які займає цифровий радіосигнал в ефірі. Однак навіть цей вид модуляції не задовольняє всі вимоги, що пред'являються до сучасних радіосистем мобільного зв'язку. Зазвичай сигнал MSK в радіопередавач дофільтровують звичайним фільтром. Саме тому з'явився ще один вид модуляції з вужчим спектром радіочастот в ефірі.

Перспективні способи модуляції у широкосмугових системах передачі даних

Сьогодні фахівців у галузі комунікацій вже не здивуєш загадковим словосполученням Spread Spectrum. Широкосмугові (а саме вони і ховаються за цими словами) системи передачі даних відрізняються один від одного способом і швидкістю передачі даних, типом модуляції, дальністю передачі, сервісними можливостями та ін У запропонованій статті зроблено спробу класифікувати широкосмугові системи на основі використовуваної в них модуляції.

Основні положення

Широкосмугові системи передачі (ШСПД) підпорядковуються у частині протоколів єдиному стандарту IEEE 802.11, а радіочастотної частини - єдиним правилам FCC (Федеральної комісії США зв'язку). Однак при цьому вони відрізняються один від одного способом та швидкістю передачі даних, типом модуляції, дальністю передачі, сервісними можливостями тощо.

Всі ці характеристики відіграють важливе значення при виборі ШСПД (потенційним покупцем) та елементної бази (розробником, виробником систем зв'язку). У цьому огляді зроблено спробу класифікувати ШСПД на основі найменш освітленої в технічній літературі характеристики, а саме їх модуляції.

Використовуючи різні типи додаткових модуляцій, що застосовуються спільно з фазовою (BPSK) та квадратурною фазовою модуляцією (QPSK) для збільшення інформаційної швидкості при передачі широкосмугових сигналів у діапазоні 2,4 ГГц, можна досягти швидкості передачі інформації до 11 Мбіт/с, враховуючи обмеження , що накладаються FCC на роботу в цьому діапазоні. Оскільки передбачається, що широкосмугові сигнали передаватимуться без отримання ліцензії на частотний діапазон, то характеристики сигналів обмежуються зменшення взаємної інтерференції.

Даними типами модуляції є різні форми М-їчної ортогональної модуляції (MOK), фазоімпульсна модуляція (PPM), квадратурна амплітудна модуляція (QAM). До широкосмугових можна віднести також сигнали, одержувані при одночасної роботі кількома паралельними каналами, що розділяються за частотою (FDMA) та/або за часом (TDMA). Залежно від умов вибирається той чи інший тип модуляції.

Вибір типу модуляції

Основне завдання будь-якої системи зв'язку – передача інформації від джерела повідомлення до споживача найбільше економічним чином. Тому вибирають такий тип модуляції, який зводить до мінімуму дію перешкод та спотворень, досягаючи тим самим максимальної інформаційної швидкості та мінімального коефіцієнта помилок. Типи модуляції, що розглядаються, відбиралися за кількома критеріями: стійкість до багатопроменевого поширення; інтерференція; кількість доступних каналів; вимоги до лінійності підсилювачів потужності; досяжна дальність передачі та складність реалізації.

DSSS-модуляція

Більшість представлених в огляді типів модуляції засновані на широкосмугових сигналах, одержуваних методом прямої послідовності (DSSS), - класичних широкосмугових сигналах. У системах з DSSS розширення діапазону сигналу в кілька разів дозволяє в стільки ж разів скоротити спектральну щільність потужності сигналу. Розширення спектра зазвичай здійснюється шляхом множення порівняно вузькосмугового сигналу даних на широкосмуговий сигнал, що розширює. Розширюючий сигнал або код, що розширює, часто називається шумоподібним кодом, або PN(pseudonoise)-кодом. Принцип описаного розширення спектра показано на рис. 1.

Bit period - період проходження інформаційного біта
Сhip period - період проходження чіпа
Data signal - дані
PN-code - шумоподібний код
Coded signal - широкосмуговий сигнал
DSSS/MOK-модуляція

Широкосмугові сигнали, одержувані методом прямої послідовності, з М-ичною ортогональною модуляцією (або коротко MOK-модуляція) відомі вже давно, але на аналогових компонентах їх досить важко реалізувати. Застосовуючи цифрові мікросхеми сьогодні можна використовувати унікальні властивості цієї модуляції.

Різновидом MOK є М-а двоортогональна модуляція (MBOK). Збільшення інформаційної швидкості досягається за рахунок застосування одночасно декількох ортогональних PN-кодів при збереженні тієї ж частоти чіпів і форми спектру. MBOK-модуляція ефективно використовує енергію спектра, тобто має досить високе відношення швидкості передачі енергії сигналу. Вона стійка до інтерференції та багатопроменевого поширення.

З наведеної на рис. 2 схеми MBOK-модуляції спільно з QPSK видно, що PN-код вибирається з M-ортогональних векторів відповідно до керуючого байта даних. Оскільки I- і Q-канали є ортогональними, вони одночасно можуть піддаватися MBOK. При двоортогональній модуляції використовують і інвертовані вектори, що дозволяє збільшити інформаційну швидкість. Найбільшого поширення набуло безліч істинно ортогональних векторів Уолша з розмірністю вектора кратної 2. Таким чином, застосовуючи в якості PN-кодів систему векторів Уолша з розмірністю вектора 8 і QPSK, при швидкості 11 мегачіпів за секунду в повній відповідності зі стандартом IEEE 802.11, можна кожному каналальному символі передавати 8 біт, отримавши швидкість у каналі 1,375 мегасимволів за секунду та інформаційну швидкість 11 Мбіт/с.

Модуляція дозволяє досить просто організувати спільну роботу з широкосмуговими системами, що працюють зі стандартною швидкістю чіпів і використовують тільки QPSK. У цьому випадку передача заголовка кадру відбувається зі швидкістю у 8 разів меншою (у кожному конкретному випадку), що дозволяє менш швидкісній системі коректно сприйняти цей заголовок. Потім відбувається збільшення швидкості передачі.
1. Вхідні дані
2. Скремблер
3. Мультиплексор 1:8
4. Вибір однієї з 8 функцій Уолша
5. Вибір однієї з 8 функцій Уолша
6. Вихід I-каналу
7. Вихід Q-каналу

Теоретично MBOK має трохи менший коефіцієнт помилок (BER) порівняно з BPSK при тому самому відношенні Eb/N0 (через властивості кодування), що робить цю модуляцію найбільш ефективною використання енергії сигналу. У BPSK кожен біт обробляється незалежно від іншого, у MBOK розпізнається символ. Якщо він розпізнаний неправильно, це не означає, що всі біти цього символу прийняті помилково. Таким чином, ймовірність прийняття помилкового символу не дорівнює ймовірності прийняття помилкового біта.

Спектр MBOK модульованих сигналів відповідає стандарту IEEE 802.11. Нині фірма Aironet Wireless Communications, Inc. пропонує бездротові мости для мереж Ethernet та Token Ring, що використовують технологію DSSS/MBOK і передають інформацію в ефір зі швидкістю до 4 Мбіт/с.

Стійкість до багатопроменевого поширення залежить від співвідношення Eb/N0 та фазових спотворень сигналу. Чисельне моделювання передачі широкосмугових сигналів з MBOK модуляцією, проведене інженерами Harris Semiconductor усередині будівель підтвердило, що такі сигнали досить стійкі до цих факторів, що заважають1. Див: Andren C. 11 MBps Modulation Techniques // Інформаційний бюлетень Harris Semiconductor. 05/05/98.

На рис. 3 представлені графіки залежності ймовірності прийняття помилкового кадру даних (PER) від відстані при випромінюваної потужності сигналу 15 дБ/МВт (5,5 Мбіт/с - 20 дБ/МВт), отримані в результаті чисельного моделювання, для різних інформаційних швидкостей передачі даних.

Моделювання показує, що зі збільшенням Es/N0, необхідного для надійного розпізнавання символу, суттєво збільшується PER в умовах сильного переображення сигналу. Для усунення цього можна використовувати узгоджений прийом кількома антенами. На рис. 4 представлені результати для цього випадку. При оптимальному узгодженому прийомі PER дорівнюватиме квадрату PER неузгодженого прийому. Під час розгляду рис. 3 і 4 необхідно пам'ятати, що при PER=15% фактична втрата інформаційної швидкості становитиме 30% внаслідок необхідності повторної передачі збійних пакетів.

Необхідною умовою застосування QPSK разом із MBOK є когерентна обробка сигналу. На практиці це досягається прийомом преамбули та заголовка кадру з використанням BPSK для налаштування фазової петлі зворотнього зв'язку. Однак усе це, як використання послідовних кореляторів для когерентної обробки сигналу, збільшує складність демодулятора.

CCSK-модуляція

Широкосмугові сигнали, одержувані методом прямої послідовності з М-ичною ортогональною модуляцією і модуляцією циклічними кодами, (CCSK) простіше демодулювати в порівнянні з MBOK, оскільки використовується тільки один PN-код. Цей тип модуляції виникає внаслідок тимчасового зсуву кореляційного піку всередині символу. Застосовуючи код Баркера довжиною 11 і швидкістю 1 мегасимвол на секунду, можна зрушувати пік в одну з восьми позицій. 3 позиції, що залишилися, не дозволяють їх використовувати для збільшення інформаційної швидкості. У такий спосіб можна передавати три інформаційні біти на символ. Додаючи BPSK можна передати ще один інформаційний біт на символ, тобто всього 4. У результаті за допомогою QPSK отримаємо 8 інформаційних біт на канальний символ.

Основною проблемою для PPM і CCSK є чутливість до багатопроменевого розповсюдження, коли затримка між переображення сигналу перевищує тривалість PN-коду. Тому всередині приміщень із такими перевідображеннями ці типи модуляцій важко використовувати. CCSK досить просто демодулювати і при цьому потрібно лише трохи ускладнити традиційну схему модулятора/демодулятора. Схема CCSK аналогічна схемі MBOK модуляції разом із QPSK (див. рис. 2), лише замість блоку вибору однієї з 8 функцій Уолша є блок зсуву слова.

DSSS/PPM-модуляція

Широкосмугові сигнали, одержувані методом прямої послідовності з фазоімпульсною модуляцією (DSSS/PPM), - це тип сигналів, що є подальшим розвитком сигналів з розширенням спектра методом прямої послідовності.

Ідея фазоімпульсної модуляції для звичайних широкосмугових сигналів полягає в тому, що збільшення в інформаційній швидкості виходить за рахунок зміни інтервалу часу між кореляційними піками послідовних символів. Модуляція була винайдена Rajeev Krishnamoorthy та Israel Bar-David у лабораторії Белла в Нідерландах.

Поточні реалізації модуляції дозволяють визначити вісім тимчасових положень кореляційних імпульсів в інтервалі проходження символу (всередині інтервалу проходження PN-послідовності). Якщо така технологія застосовується незалежно на I- та Q-каналах в DQPSK, виходить 64 (8х8) різних інформаційних станів. Об'єднуючи фазоимпульсную модуляцію з DQPSK-модуляцією, що забезпечує два різні стани в I-каналі і два різних стану в Q-каналі, отримують 256 (64х2х2) станів, що еквівалентно 8 інформаційних біт на символ.

DSSS/QAM-модуляція

Широкосмугові сигнали, одержувані методом прямої послідовності, з квадратурною амплітудною модуляцією (DSSS/QAM) можна представляти як класичні широкосмугові сигнали з DQPSK-модуляцією, в яких інформація передається ще через зміну амплітуди. Застосовуючи дворівневу амплітудну модуляцію і DQPSK, одержують 4 різні стани в I-каналі і 4 різних стану в Q-каналі. Модульований сигнал можна піддати ще й фазоімпульсної модуляції, що дозволить збільшити інформаційну швидкість.

Одним із обмежень застосування DSSS/QAM є те, що сигнали з такою модуляцією досить чутливі до багатопроменевого поширення. Також внаслідок застосування одночасно і фазової та амплітудної модуляції збільшується співвідношення Eb/N0 для отримання того самого значення BER, що і для MBOK.

Для зменшення чутливості до спотворень можна використовувати еквалайзер. Але його застосування небажане з двох причин.

По-перше, при цьому необхідно збільшувати послідовність символів, що налаштовує еквалайзер, що, у свою чергу, збільшує довжину преамбули. По-друге, з додаванням еквалайзера зросте вартість системи загалом.

Додаткова квадратурна модуляція може використовуватися і в системах Frequency Hopping. Так, фірма WaveAccess випустила модем із торговою маркою Jaguar, який використовує технологію Frequency Hopping, модуляцію QPSK разом із 16QAM. На відміну від загальноприйнятої в цьому випадку частотної FSK-модуляції, це дозволяє забезпечити реальну швидкість передачі даних 2,2 Мбіт/с. Інженери фірми WaveAccess вважають, що застосування технології DSSS із вищими швидкостями (до 10 Мбіт/с) недоцільно через незначну дальність передачі (не більше 100 м).

OCDM-модуляція

У широкосмугових сигналах, одержуваних мультиплексування декількох широкосмугових сигналів з ортогональним кодовим ущільненням (Orthogonal Code Division Multiplex - OCDM), використовується одночасно кілька широкосмугових каналів на одній частоті.

Канали поділяються за рахунок застосування ортогональних PN-кодів. Фірма Sharp анонсувала 10-мегабітний модем, побудований за цією технологією. Фактично одночасно передаються 16 каналів з 16-чіповими ортогональними кодами. У кожному каналі застосовується BPSK, потім канали підсумовуються аналоговим методом.

Data Mux – мультиплексор вхідних даних

BPSK – блок фазової модуляції

Spread – блок розширення спектру методом прямої послідовності

Sum – вихідний суматор

OFDM-модуляція

Широкосмугові сигнали, одержувані мультиплексуванням кількох широкосмугових сигналів з ортогональним частотним ущільненням (ОRThogonal Frequency Division Multiplex - OFDM), є одночасною передачею на різних несучих частотах сигналів з фазовою модуляцією. Модуляція описана у стандарті MIL-STD 188C. Однією з її переваг є висока стійкість до провалів у спектрі, що виникають внаслідок багатопроменевого згасання. Вузькосмугове згасання може виключити одну або більше несучих. Надійне з'єднання забезпечується розподілом енергії символу на кілька частот.

Це перевищує спектральну ефективність аналогічної QPSK-системи у 2,5 рази. Існують готові мікросхеми, що реалізують OFDM-модуляцію. Зокрема, фірма Motorola випускає OFDM-демодулятор МС92308 та "front-end" чіп для OFDM МС92309. Схему типового модулятора OFDM наведено на рис. 6.

Data mux – мультиплексор вхідних даних

Channel – частотний канал

BPSK – блок фазової модуляції

Sum – суматор частотних каналів

Висновок

У порівняльній таблиці наведено оцінки кожного типу модуляції за різними критеріями та підсумкова оцінка. Найменша оцінка відповідає кращому показнику. Квадратурна амплітудна модуляція береться лише порівняння.

Під час розгляду було відкинуто різні типи модуляцій, які мають неприйнятні значення оцінок різних показників. Наприклад, широкосмугові сигнали з 16-позиційною фазовою модуляцією (PSK) - внаслідок поганої стійкості до інтерференції, дуже широкосмугові сигнали - внаслідок обмежень на довжину частотного діапазону та необхідності мати, як мінімум, три канали для спільної роботи розташованих рядом радіомереж.

Серед розглянутих типів широкосмугової модуляції найцікавішою є М-а двоортогональна модуляція - MBOK.

Насамкінець хотілося б відзначити модуляцію, яка не увійшла до серії експериментів, проведених інженерами Harris Semiconductor. Йдеться про фільтровану QPSK-модуляцію (Filtered Quadrature Phase Shift Keying - FQPSK). Ця модуляція була розроблена професором Kamilo Feher з Каліфорнійського університету та запатентована спільно з фірмою Didcom, Inc.

Для отримання FQPSK застосовують нелінійну фільтрацію спектра сигналу передавачі з подальшим відновленням його в приймачі. В результаті спектр FQPSK займає приблизно вдвічі меншу площу в порівнянні зі спектром QPSK при інших рівних параметрах. Крім того, PER (коефіцієнт помилок при передачі пакетів) FQPSK краще за аналогічний параметр у GMSK на 10-2-10-4. GSMK - це гауссівська частотна модуляція, яка використовується, зокрема, у стандарті цифрового стільникового зв'язку GSM. Нову модуляцію достатньо оцінили і застосовують у своїх виробах такі компанії, як EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications, а також NASA.

Не можна однозначно сказати, яка саме модуляція використовуватиметься у ШСПД ХХІ століття. З кожним роком у світі зростає кількість інформації, отже, все більше інформації передаватиметься каналами зв'язку. Оскільки частотний спектр є унікальним природним ресурсом, то вимоги до спектру, що використовується системою передачі, будуть безперервно зростати. Тому вибір найбільш ефективного способумодуляції розробки ШСПД продовжує залишатися однією з найважливіших питань.