요즘에는 많은 미세 회로 LED 전류 안정기가 등장했지만 일반적으로 모두 상당히 비쌉니다. 그리고 고출력 LED의 확산으로 인해 이러한 안정 장치에 대한 필요성이 크기 때문에 이를 더 저렴하게 만들 수 있는 옵션을 찾아야 합니다.
여기에서는 일반적이고 저렴한 MC34063 키 스태빌라이저 칩을 기반으로 한 또 다른 스태빌라이저 버전을 제공합니다. 제안된 버전은 약간 비표준 포함으로 인해 이 마이크로 회로의 이미 알려진 안정기 회로와 다르므로 인덕터 인덕턴스 및 출력 커패시터 커패시턴스의 낮은 값에서도 작동 주파수를 높이고 안정성을 보장할 수 있습니다.
초소형 회로의 특징 - PWM 또는 PWM?
마이크로 회로의 특징은 그것이 PWM이자 릴레이라는 것입니다! 또한 그것이 무엇인지 스스로 선택할 수 있습니다.
이 마이크로 회로를 더 자세히 설명하는 문서 AN920-D는 대략 다음과 같이 설명합니다(그림 2의 마이크로 회로의 기능 다이어그램 참조).
타이밍 커패시터를 충전하는 동안 트리거를 제어하는 "AND" 논리 요소 중 하나의 입력에 논리 커패시터가 설정됩니다. 안정기의 출력 전압이 공칭 전압(1.25V의 임계 전압을 갖는 입력에서)보다 낮으면 동일한 요소의 두 번째 입력에도 논리 전압이 설정됩니다. 이 경우 논리 단위는 요소의 출력에도 설정되고 트리거의 입력 "S"에도 설정됩니다(입력 "S"의 활성 레벨은 논리 1임). 출력 "Q" "논리적인 것이 나타나 주요 트랜지스터가 열립니다.
주파수 설정 커패시터의 전압이 상한 임계값에 도달하면 방전이 시작되고 "AND" 논리 요소의 첫 번째 입력에 논리 0이 나타납니다. 트리거의 리셋 입력(“R” 입력의 활성 레벨은 로직 0임)에도 동일한 레벨이 공급되어 리셋됩니다. 트리거의 출력 "Q"에 논리 0이 나타나고 주요 트랜지스터가 닫힙니다.
그런 다음주기가 반복됩니다.
기능 다이어그램은 이 설명이 마스터 오실레이터(마이크로 회로의 입력 7에 의해 제어됨)에 기능적으로 연결된 전류 비교기에만 적용된다는 것을 보여줍니다. 그러나 전압 비교기의 출력(입력 5에 의해 제어됨)에는 그러한 "특권"이 없습니다.
물론 전압 비교기가 허용하는 경우 각 사이클에서 전류 비교기가 주요 트랜지스터를 열고 닫을 수 있다는 것이 밝혀졌습니다. 그러나 전압 비교기 자체는 개방에 대한 허가 또는 금지만 발행할 수 있으며 이는 다음 주기에서만 처리될 수 있습니다.
전류 비교기(핀 6 및 7)의 입력을 단락하고 전압 비교기(핀 5)만 제어하면 주요 트랜지스터가 열리고 커패시터 충전 사이클이 끝날 때까지 열린 상태로 유지됩니다. , 비교기 입력의 전압이 임계값을 초과하더라도 마찬가지입니다. 그리고 커패시터가 방전되기 시작할 때만 발전기가 트랜지스터를 닫습니다. 이 모드에서 부하에 공급되는 전력은 마스터 오실레이터의 주파수에 의해서만 공급될 수 있습니다. 왜냐하면 주요 트랜지스터는 강제로 닫혀 있지만 모든 주파수 값에서 0.3-0.5μs 정도의 시간 동안만 작동하기 때문입니다. 그리고 이 모드는 릴레이 유형의 조정에 속하는 PFM(펄스 주파수 변조)과 더 유사합니다.
반대로 전압 비교기의 입력을 하우징에 단락시켜 작동에서 제거하고 전류 비교기(핀 7)의 입력만 제어하면 마스터 오실레이터에 의해 주요 트랜지스터가 열립니다. 각 사이클에서 전류 비교기의 명령에 따라 닫힙니다! 즉, 부하가 없을 때 전류 비교기가 작동하지 않으면 트랜지스터가 오랫동안 열리고 짧은 시간 동안 닫힙니다. 반대로 과부하가 걸리면 전류 비교기의 명령에 따라 오랫동안 열리고 즉시 닫힙니다. 일부 평균 부하 전류 값에서 키는 생성기에 의해 열리고 일정 시간이 지나면 전류 비교기가 트리거된 후 닫힙니다. 따라서 이 모드에서 부하의 전력은 트랜지스터의 개방 상태, 즉 전체 PWM의 지속 시간에 따라 조절됩니다.
이 모드에서는 주파수가 일정하게 유지되지 않고 변경되기 때문에 이는 PWM이 아니라고 주장할 수 있습니다. 작동 전압이 증가하면 감소합니다. 그러나 공급 전압이 일정하면 주파수는 변하지 않고 펄스 지속 시간을 변경해야만 부하 전류가 안정화됩니다. 따라서 이것이 본격적인 PWM이라고 가정할 수 있습니다. 그리고 공급 전압이 변할 때 작동 주파수의 변화는 전류 비교기와 마스터 발진기를 직접 연결함으로써 설명됩니다.
두 비교기가 동시에 사용되면(클래식 회로에서) 모든 것이 정확히 동일하게 작동하며 현재 어떤 비교기가 트리거되는지에 따라 키 모드 또는 PWM이 켜집니다. 과전압이 있는 경우 - 키 하나(PWM) , 전류에 과부하가 있는 경우 - PWM
마이크로 회로의 5번째 핀을 하우징에 단락시켜 전압 비교기의 작동을 완전히 제거할 수 있으며, 추가 트랜지스터를 설치하여 PWM을 사용하여 전압을 안정화할 수도 있습니다. 이 옵션은 그림 1에 나와 있습니다.
그림 1
이 회로의 전압 안정화는 전류 비교기의 입력 전압을 변경하여 수행됩니다. 기준 전압은 전계 효과 트랜지스터 VT1의 게이트 임계 전압입니다. 안정기의 출력 전압은 트랜지스터의 임계 전압과 저항 분배기 Rd1, Rd2의 분배 계수의 곱에 비례하며 다음 공식으로 계산됩니다.
Uout=Up(1+Rd2/Rd1), 여기서
Up – 임계 전압 VT1(1.7~2V).
전류 안정화는 여전히 저항 R2의 저항에 따라 달라집니다.
현재 안정기의 작동 원리.
MC34063 칩에는 전류를 안정화하는 데 사용할 수 있는 두 개의 입력이 있습니다.
하나의 입력에는 1.25V(5번째 핀 ms)의 임계 전압이 있는데, 이는 전력 손실로 인해 상당히 강력한 LED에 유익하지 않습니다. 예를 들어, 700mA(3W LED의 경우) 전류에서 전류 센서 저항기의 손실은 1.25*0.7A=0.875W입니다. 이러한 이유만으로도 컨버터의 이론적인 효율은 3W/(3W+0.875W)=77%보다 높을 수 없습니다. 실제 값은 60%...70%이며 이는 선형 안정기 또는 단순한 전류 제한 저항기와 비슷합니다.
마이크로 회로의 두 번째 입력은 0.3V(7번 핀 ms)의 임계 전압을 가지며 과전류로부터 내장 트랜지스터를 보호하도록 설계되었습니다.
일반적으로 이 미세 회로는 전압이나 전류를 안정화하기 위해 임계값이 1.25V인 입력과 과부하로부터 미세 회로를 보호하기 위해 임계값이 0.3V인 입력으로 사용됩니다.
전류 센서의 전압을 증폭하기 위해 추가 연산 증폭기가 설치되는 경우도 있지만 회로의 매력적인 단순성 손실과 안정기 비용 증가로 인해 이 옵션을 고려하지 않습니다. 다른 마이크로 회로를 사용하는 것이 더 쉬울 것입니다 ...
이 옵션에서는 전류를 안정화하기 위해 임계 전압이 0.3V인 입력을 사용하고 전압이 1.25V인 다른 입력을 끄는 것이 제안됩니다.
그 계획은 매우 간단한 것으로 밝혀졌습니다. 인식의 용이성을 위해 마이크로 회로 자체의 기능 단위가 표시됩니다(그림 2). 
그림 2
회로 요소의 목적 및 선택.
초크 L이 있는 다이오드 D- 펄스 안정기의 요소는 필요한 부하 전류와 인덕터 전류의 연속 모드에 대해 각각 계산됩니다.
커패시터 C나와 C영형– 입구와 출구를 막습니다. 출력 커패시터 Co는 부하 전류의 리플이 작기 때문에 기본적으로 필요하지 않으며, 특히 인덕터 인덕턴스 값이 큰 경우에는 점선으로 그려져 실제 회로에는 존재하지 않을 수 있습니다.
커패시터 C티– 주파수 설정. 또한 근본적으로 필요한 요소도 아니므로 점선으로 표시하였다.
마이크로 회로의 데이터 시트는 100KHz의 최대 작동 주파수를 나타내고, 표 매개 변수는 33KHz의 평균 값을 나타내며, 주파수 커패시턴스에 대한 스위치의 개방 및 폐쇄 상태 기간의 의존성을 보여주는 그래프는 다음과 같습니다. 설정 커패시터는 각각 2μs와 0.3μs의 최소값을 나타냅니다(커패시턴스 10pF).
마지막 값을 취하면 주기는 2μs+0.3μs=2.3μs이고 이는 435KHz의 주파수입니다.
마이크로 회로의 작동 원리(마스터 오실레이터 펄스에 의해 설정되고 전류 비교기에 의해 재설정되는 트리거)를 고려하면 이 ms는 논리적이고 로직의 작동 주파수는 수 MHz 이상인 것으로 나타났습니다. 성능은 주요 트랜지스터의 속도 특성에 의해서만 제한되는 것으로 나타났습니다. 그리고 400KHz의 주파수에서 작동하지 않으면 펄스 감쇠가 있는 전선이 지연되고 동적 손실로 인해 효율성이 매우 낮아집니다. 그러나 실제로는 다른 제조업체의 미세 회로가 잘 시작되고 주파수 설정 커패시터 없이도 작동하는 것으로 나타났습니다. 이를 통해 마이크로 회로 유형 및 제조업체에 따라 최대 200KHz - 400KHz까지 작동 주파수를 최대한 높일 수 있었습니다. 마이크로 회로의 주요 트랜지스터는 펄스 상승이 0.1μs를 초과하지 않고 380KHz의 작동 주파수에서 하강 시간이 0.12μs를 초과하지 않기 때문에 이러한 주파수를 잘 유지합니다. 따라서 이렇게 높은 주파수에서도 트랜지스터의 동적 손실은 상당히 작으며, 주요 손실과 발열은 주요 트랜지스터의 증가된 포화 전압(0.5~1V)에 의해 결정됩니다.
저항 R비내장된 키 트랜지스터의 베이스 전류를 제한합니다. 다이어그램에 표시된 이 저항기를 포함하면 소비되는 전력을 줄이고 안정기의 효율성을 높일 수 있습니다. 저항 Rb의 전압 강하는 공급 전압, 부하 전압 및 마이크로 회로의 전압 강하(0.9-2V) 간의 차이와 같습니다.
예를 들어, 총 전압 강하가 9~10V이고 배터리(12~14V)로 전원이 공급되는 3개 LED의 직렬 체인을 사용하면 저항기 Rb의 전압 강하는 4V를 초과하지 않습니다.
결과적으로 저항 Rb의 손실은 저항이 8번 핀 ms와 공급 전압 사이에 연결될 때 일반적인 연결에 비해 몇 배 더 작습니다.
추가 저항 Rb가 이미 마이크로 회로 내부에 설치되어 있거나 키 구조 자체의 저항이 증가했거나 키 구조가 전류원으로 설계되었다는 점을 명심해야 합니다. 이는 제한 저항 Rb의 다양한 저항에서 공급 전압에 대한 구조(핀 8과 2 사이)의 포화 전압 의존성 그래프에서 나온 것입니다(그림 3).
그림 3
결과적으로 어떤 경우에는 (공급 전압과 부하 전압의 차이가 작거나 손실이 저항기 Rb에서 미세 회로로 전달될 수 있는 경우) 저항기 Rb를 생략하여 미세 회로의 핀 8을 출력 또는 공급 전압에.
그리고 스태빌라이저의 전반적인 효율성이 특별히 중요하지 않은 경우 마이크로 회로의 핀 8과 1을 서로 연결할 수 있습니다. 이 경우 부하전류에 따라 효율이 3~10% 정도 감소할 수 있습니다.
저항 Rb의 값을 선택할 때 절충을 해야 합니다. 저항이 낮을수록 초기 공급 전압이 낮아지고 부하 전류 안정화 모드가 시작되지만 동시에 이 저항기의 손실은 광범위한 공급 전압 변화에 따라 증가합니다. 결과적으로 공급 전압이 증가함에 따라 안정기의 효율이 감소합니다.
예를 들어 다음 그래프 (그림 4)는 저항 Rb - 24 Ohm 및 200 Ohm의 두 가지 다른 값에서 공급 전압에 대한 부하 전류의 의존성을 보여줍니다. 200Ω 저항을 사용하면 14V 미만의 공급 전압에서 안정화가 사라진다는 것을 분명히 알 수 있습니다(주요 트랜지스터의 베이스 전류가 부족하기 때문에). 24Ω 저항을 사용하면 11.5V 전압에서 안정화가 사라집니다.
그림 4
따라서 필요한 공급 전압 범위에서 안정화를 얻으려면 저항 Rb의 저항을 신중하게 계산해야 합니다. 특히 배터리 전원의 경우 이 범위가 작고 불과 몇 볼트에 불과할 때 그렇습니다.
저항 Rsc부하 전류 센서입니다. 이 저항기의 계산에는 특별한 기능이 없습니다. 마이크로 회로의 전류 입력의 기준 전압은 제조업체마다 다르다는 점만 고려해야 합니다. 아래 표는 일부 마이크로회로의 실제 측정된 기준 전압 값을 보여줍니다.
| 칩 |
생산자 |
U 기준(V) |
| MC34063ACD | ST마이크로일렉트로닉스 | |
| MC34063EBD | ST마이크로일렉트로닉스 | |
| GS34063S | 글로벌테크반도체 | |
| SP34063A | 시펙스 코퍼레이션 | |
| MC34063A | 모토로라 | |
| AP34063N8 | 아날로그 기술 | |
| AP34063A | 아나칩 | |
| MC34063A | 페어차일드 |
기준 전압 값에 대한 통계는 작으므로 주어진 값을 표준으로 간주해서는 안됩니다. 기준 전압의 실제 값은 데이터시트에 표시된 값과 크게 다를 수 있다는 점을 명심하면 됩니다.
기준 전압의 이러한 큰 확산은 분명히 전류 입력의 목적(부하 전류 안정화가 아니라 과부하 보호)으로 인해 발생합니다. 그럼에도 불구하고 위 버전에서는 부하 전류를 유지하는 정확도가 상당히 좋습니다.
지속 가능성에 대해.
MC34063 칩에는 OS 회로에 수정 기능을 도입하는 기능이 없습니다. 처음에는 인덕터 인덕턴스 L 값, 특히 출력 커패시터 Co의 커패시턴스 값을 증가시켜 안정성을 얻습니다. 이 경우 특정 역설이 발생합니다. 더 높은 주파수에서 작업할 때 필터 요소의 작은 인덕턴스와 커패시턴스로 필요한 전압 및 부하 전류 맥동을 얻을 수 있지만 동시에 회로가 여기될 수 있으므로 큰 인덕턴스 및/또는 큰 커패시턴스를 설치하는 데 필요합니다. 결과적으로 스태빌라이저의 크기가 과대평가됩니다.
추가적인 역설은 강압 스위칭 안정기의 경우 출력 커패시터가 기본적으로 필요한 요소가 아니라는 것입니다. 하나의 초크로 필요한 수준의 전류(전압) 리플을 얻을 수 있습니다.
그림 2에 표시된 것처럼 추가 RC 보정 회로 Rf 및 Cf를 설치하면 인덕턴스, 특히 출력 필터 커패시턴스의 필수 또는 감소 값에서 안정기의 우수한 안정성을 얻을 수 있습니다.
실습에 따르면 이 체인의 시간 상수의 최적 값은 1KOhm*uF 이상이어야 합니다. 10KΩ 저항과 0.1μF 커패시터와 같은 체인 매개변수의 값은 매우 편리하다고 간주할 수 있습니다.
이러한 보정 회로를 사용하면 안정기는 출력 필터의 인덕턴스(μH 단위) 및 커패시턴스(μF 단위 및 분수) 값이 낮거나 출력 커패시터가 전혀 없이 전체 공급 전압 범위에서 안정적으로 작동합니다.
PWM 모드는 마이크로 회로의 전류 입력을 안정화하는 데 사용될 때 안정성에 중요한 역할을 합니다.
수정을 통해 이전에는 전혀 정상적으로 작동하고 싶지 않았던 일부 미세 회로가 더 높은 주파수에서 작동할 수 있었습니다.
예를 들어, 다음 그래프는 주파수 설정 커패시터 용량이 100pF인 STMicroelectronics의 MC34063ACD 마이크로 회로의 공급 전압에 대한 작동 주파수의 의존성을 보여줍니다.
그림 5
그래프에서 볼 수 있듯이, 이 미세 회로는 수정 없이는 주파수 설정 커패시터의 용량이 작아도 더 높은 주파수에서 작동하기를 원하지 않았습니다. 커패시턴스를 0에서 수백 pF로 변경해도 기본적으로 주파수에는 영향을 미치지 않으며 최대 값은 거의 100KHz에 도달하지 않습니다.
RfCf 보정 체인이 도입된 후 이 동일한 마이크로 회로(다른 유사한 마이크로 회로와 마찬가지로)가 거의 300KHz까지의 주파수에서 작동하기 시작했습니다.
일부 회사의 미세 회로는 수정 없이 더 높은 주파수에서 작동하지만 수정을 도입하면 공급 전압 12에서 400KHz의 작동 주파수를 얻을 수 있지만 위의 의존성은 아마도 대부분의 미세 회로에 대해 전형적인 것으로 간주될 수 있습니다. .14V.
다음 그래프는 수정 없이 스태빌라이저의 작동을 보여줍니다(그림 6).
그림 6
그래프는 출력 커패시터 커패시턴스(Co)의 두 가지 값(10μF 및 220μF)에 대한 공급 전압에 대한 소비 전류(Ip), 부하 전류(In) 및 출력 단락 전류(Isc)의 의존성을 보여줍니다.
출력 커패시터의 커패시턴스를 높이면 안정기의 안정성이 증가한다는 것을 분명히 알 수 있습니다. 커패시턴스 10μF에서 깨진 곡선은 자기 여기로 인해 발생합니다. 최대 16V의 공급 전압에서는 여기가 없으며 16-18V에서 나타납니다. 그런 다음 일종의 모드 변경이 발생하고 24V 전압에서 두 번째 꼬임이 나타납니다. 동시에 작동 주파수가 변경되는데, 이는 공급 전압에 대한 작동 주파수의 의존성에 대한 이전 그래프(그림 5)에서도 볼 수 있습니다(안정기의 한 인스턴스를 검사할 때 두 그래프 모두 동시에 얻어졌습니다).
출력 커패시터 용량을 220μF 이상으로 늘리면 특히 낮은 공급 전압에서 안정성이 향상됩니다. 하지만 그렇다고 해서 설렘이 사라지지는 않습니다. 적어도 1000μF의 출력 커패시터 용량으로 안정기의 다소 안정적인 작동을 달성할 수 있습니다.
이 경우 인덕턴스를 높이면 안정성이 높아지는 것은 분명하지만 인덕터의 인덕턴스는 전체 그림에 거의 영향을 미치지 않습니다.
작동 주파수의 변화는 부하 전류의 안정성에 영향을 미치며 이는 그래프에서도 확인할 수 있습니다. 공급 전압이 변할 때 출력 전류의 전반적인 안정성도 만족스럽지 않습니다. 전류는 상당히 좁은 범위의 공급 전압에서 상대적으로 안정적인 것으로 간주될 수 있습니다. 예를 들어 배터리 전원으로 실행하는 경우입니다.
RfCf 보정 체인의 도입으로 스태빌라이저의 작동이 근본적으로 변경되었습니다.
다음 그래프는 동일한 스태빌라이저의 작동을 보여주지만 RfCf 보정 체인을 사용합니다.
그림 7
안정기가 전류 안정기의 경우처럼 작동하기 시작했음을 분명히 알 수 있습니다. 부하 및 단락 전류는 전체 공급 전압 범위에서 거의 동일하고 일정합니다. 이 경우 출력 커패시터는 일반적으로 안정기 작동에 영향을 미치지 않습니다. 이제 출력 커패시터의 커패시턴스는 부하의 리플 전류 및 전압 수준에만 영향을 미치며 많은 경우 커패시터를 전혀 설치할 수 없습니다.
아래에는 출력 커패시터 Co의 다양한 용량에서 부하 전류 리플 값이 예로서 제공됩니다. LED는 10개의 병렬 그룹(30개)에 3개의 직렬로 연결됩니다. 공급 전압 - 12V. 초크 47μH.
커패시터 없음: LED당 부하 전류 226mA +-65mA 또는 22.6mA +-6.5mA.
0.33uF 커패시터 사용: LED당 226mA +-25mA 또는 22.6mA +-2.5mA.
1.5uF 커패시터 사용: LED당 226mA +-5mA 또는 22.6mA +-0.5mA.
10uF 커패시터 사용: LED당 226mA +-2.5mA 또는 22.6mA +-0.25mA.
즉, 커패시터 없이 총 부하 전류가 226mA인 경우 부하 전류 리플은 65mA였으며, 이는 하나의 LED 기준으로 평균 전류 22.6mA, 리플 6.5mA를 제공합니다.
0.33μF의 작은 정전용량으로도 전류 리플이 급격히 감소하는 것을 볼 수 있습니다. 동시에 정전 용량을 1μF에서 10μF로 늘리는 것은 이미 리플 수준에 거의 영향을 미치지 않습니다.
기존 전해질이나 탄탈륨은 가까운 리플 수준도 제공하지 않기 때문에 모든 커패시터는 세라믹이었습니다.
출력의 1μF 커패시터는 모든 경우에 매우 충분하다는 것이 밝혀졌습니다. 0.2-0.3A의 부하 전류로 커패시턴스를 10μF로 늘리는 것은 거의 의미가 없습니다. 리플이 더 이상 1μF에 비해 크게 감소하지 않기 때문입니다.
인덕턴스가 더 높은 인덕터를 사용하면 높은 부하 전류 및/또는 높은 공급 전압에서도 커패시터 없이도 작업을 수행할 수 있습니다.
12V 전원 공급 및 입력 커패시터 Ci 10μF의 입력 전압 리플은 100mV를 초과하지 않습니다.
초소형 회로의 전력 성능.
MC34063 마이크로 회로는 데이터시트(STM의 MS - 최대 50V)에 따라 3V ~ 40V의 공급 전압과 실제로는 최대 45V에서 정상적으로 작동하며 DIP-8 패키지의 경우 최대 1A, 최대 0.75의 부하 전류를 제공합니다. SO-8 패키지의 경우 A입니다. LED의 직렬 및 병렬 연결을 결합하면 3V*20mA=60mW에서 40V*0.75...1A=30...40W까지 출력 전력을 갖는 램프를 구축할 수 있습니다.
주요 트랜지스터의 포화 전압(0.5~0.8V)과 미세 회로 케이스에 의해 소비되는 허용 전력 1.2W를 고려하면 부하 전류는 DIP의 경우 최대 1.2W/0.8V=1.5A까지 증가할 수 있습니다. -8 패키지 및 SO-8 패키지의 경우 최대 1A.
그러나 이 경우 좋은 방열판이 필요합니다. 그렇지 않으면 칩에 내장된 과열 보호 기능이 이러한 전류에서 작동을 허용하지 않습니다.
마이크로 회로 본체를 보드에 표준 DIP 납땜하면 최대 전류에서 필요한 냉각이 제공되지 않습니다. SMD 버전의 경우 DIP 하우징 핀을 성형하여 핀의 얇은 끝부분을 제거해야 합니다. 핀의 나머지 넓은 부분은 케이스 바닥과 같은 높이로 구부러진 다음 보드에 납땜됩니다. 미세 회로 본체 아래에 넓은 영역이 있도록 인쇄 회로 기판을 배치하는 것이 유용하며, 미세 회로를 설치하기 전에 베이스에 약간의 열 전도성 페이스트를 발라야 합니다.
짧고 넓은 핀으로 인해 하우징이 인쇄 회로 기판의 구리 다각형에 꼭 맞기 때문에 미세 회로 본체의 열 저항이 감소하고 약간 더 많은 전력을 소비할 수 있습니다.
SO-8 케이스의 경우 케이스 상단에 직접 플레이트 또는 기타 프로파일 형태의 추가 라디에이터를 설치하는 것이 도움이 됩니다.
한편으로 권력을 높이려는 그러한 시도는 이상해 보입니다. 결국, 더 강력한 다른 미세 회로로 전환하거나 외부 트랜지스터를 설치할 수 있습니다. 그리고 1.5A 이상의 부하 전류에서는 이것이 유일한 것입니다. 올바른 결정. 그러나 1.3A의 부하 전류가 필요한 경우 간단히 방열을 개선하고 MC34063 칩에 더 저렴하고 간단한 옵션을 사용해 볼 수 있습니다.
이 버전의 안정 장치에서 얻은 최대 효율은 90%를 초과하지 않습니다. 주요 트랜지스터의 포화 전압이 증가하면(최대 0.5A 전류에서는 최소 0.4~0.5V, 전류 1~1.5A에서는 0.8~1V) 효율성이 추가로 증가하는 것이 방지됩니다. 따라서 안정기의 주요 발열체는 항상 미세 회로입니다. 사실, 눈에 띄는 가열은 특정 경우의 최대 전력에서만 발생합니다. 예를 들어 SO-8 패키지의 마이크로 회로는 1A의 부하 전류에서 최대 100도까지 가열되며 추가 방열판 없이 내장된 과열 보호 기능에 의해 주기적으로 꺼집니다. 최대 0.5A...0.7A의 전류에서 마이크로 회로는 약간 따뜻하며, 0.3...0.4A의 전류에서는 전혀 가열되지 않습니다.
더 높은 부하 전류에서는 작동 주파수가 감소될 수 있습니다. 이 경우 주요 트랜지스터의 동적 손실이 크게 감소합니다. 전반적인 전력 손실과 케이스 발열이 감소됩니다.
안정기의 효율에 영향을 미치는 외부 요소는 다이오드 D, 인덕터 L 및 저항 Rsc 및 Rb입니다. 따라서 다이오드는 순방향 전압이 낮은 쇼트키 다이오드(Schottky Diode)를 선택해야 하며, 인덕터는 권선저항이 최대한 낮은 것을 선택해야 한다.
적절한 제조업체의 마이크로 회로를 선택하여 임계 전압을 줄임으로써 저항 Rsc의 손실을 줄일 수 있습니다. 이에 대해서는 이미 앞에서 논의했습니다(처음의 표 참조).
저항기 Rsc의 손실을 줄이기 위한 또 다른 옵션은 저항기 Rf의 추가 정전류 바이어스를 도입하는 것입니다. 구체적인 예안정제).
저항 Rb는 가능한 한 많은 저항을 사용하여 주의 깊게 계산해야 합니다. 공급 전압이 큰 한계 내에서 변경되면 저항 Rb를 전류원으로 교체하는 것이 좋습니다. 이 경우 공급 전압 증가에 따른 손실 증가는 그다지 급격하지 않습니다.
위의 모든 조치를 취하면 이러한 요소의 손실 비율은 마이크로 회로의 손실보다 1.5-2배 적습니다.
마이크로 회로의 전류 입력에는 일정한 전압이 공급되기 때문에 부하 전류에만 비례하며 평소와 같이 키 트랜지스터의 전류 (부하 전류와 출력 커패시터의 합)에 비례하는 펄스 전압은 아닙니다. , 인덕터의 인덕턴스는 요소 수정 체인이 아니기 때문에 더 이상 작동 안정성에 영향을 미치지 않습니다(해당 역할은 RfCf 체인에서 수행됨). 주요 트랜지스터 전류의 진폭과 부하 전류의 리플만이 인덕턴스 값에 따라 달라집니다. 그리고 작동 주파수가 상대적으로 높기 때문에 인덕턴스 값이 낮더라도 부하 전류 리플이 작습니다.
그러나 마이크로 회로에 내장된 상대적으로 낮은 전력의 키 트랜지스터로 인해 인덕터 인덕턴스는 크게 감소해서는 안 됩니다. 이는 평균 값이 동일하게 유지되고 포화 전압이 증가하는 동안 트랜지스터의 피크 전류를 증가시키기 때문입니다. 결과적으로 트랜지스터의 손실이 증가하고 전체 효율이 감소합니다.
극적이지는 않지만 몇 퍼센트 정도는 사실입니다. 예를 들어, 인덕터를 12μH에서 100μH로 교체하면 안정기 중 하나의 효율을 86%에서 90%로 높일 수 있습니다.
반면에 이를 통해 낮은 부하 전류에서도 인덕턴스가 낮은 초크를 선택할 수 있으므로 주요 트랜지스터의 전류 진폭이 마이크로 회로에 허용되는 최대값인 1.5A를 초과하지 않도록 할 수 있습니다.
예를 들어, 부하 전류가 0.2A, 전압이 9~10V, 공급 전압이 12~15V, 작동 주파수가 300KHz인 경우 인덕턴스가 53μH인 초크가 필요합니다. 이 경우 미세 회로의 주요 트랜지스터의 펄스 전류는 0.3A를 초과하지 않습니다. 인덕터의 인덕턴스를 4μH로 줄이면 동일한 평균 전류에서 주요 트랜지스터의 펄스 전류가 한계 값(1.5A)까지 증가합니다. 사실, 동적 손실 증가로 인해 스태빌라이저의 효율성이 감소합니다. 그러나 어떤 경우에는 효율성을 희생하고 인덕턴스가 작은 소형 인덕터를 사용하는 것이 허용될 수 있습니다.
인덕터의 인덕턴스를 높이면 다음도 증가할 수 있습니다. 최대 전류마이크로 회로의 주요 트랜지스터의 최대 전류 값 (1.5A)까지로드하십시오.
인덕터 인덕턴스가 증가함에 따라 스위칭 트랜지스터의 전류 모양은 완전한 삼각형에서 완전한 직사각형으로 변경됩니다. 그리고 직사각형의 면적은 삼각형의 면적(높이와 밑변이 동일함)보다 2배 더 크기 때문에 트랜지스터 전류(및 부하)의 평균값은 상수로 2배 증가할 수 있습니다. 전류 펄스의 진폭.
즉, 진폭이 1.5A인 삼각형 펄스 형태의 경우 트랜지스터와 부하의 평균 전류는 다음과 같습니다.
여기서 k는 주어진 마이크로 회로에 대해 0.9와 동일한 최대 펄스 듀티 사이클입니다.
결과적으로 최대 부하 전류는 다음을 초과하지 않습니다.
입력=1.5A/2*0.9=0.675A.
그리고 이 값보다 부하 전류가 증가하면 마이크로 회로의 주요 트랜지스터의 최대 전류가 초과됩니다.
따라서 이 마이크로회로의 모든 데이터시트는 최대 부하 전류가 0.75A임을 나타냅니다.
트랜지스터 전류가 직사각형이 되도록 인덕터의 인덕턴스를 증가시킴으로써 최대 전류 공식에서 두 가지를 제거하고 다음을 얻을 수 있습니다.
인=1.5A*k=1.5A*0.9=1.35A.
인덕터의 인덕턴스가 크게 증가하면 크기도 약간 증가한다는 점을 고려해야 합니다. 그러나 때로는 강력한 트랜지스터를 추가로 설치하는 것보다 인덕터의 크기를 늘려 부하 전류를 높이는 것이 더 쉽고 저렴할 때도 있습니다.
당연히 필요한 부하 전류가 1.5A를 초과하면 추가 트랜지스터(또는 다른 컨트롤러 마이크로 회로)를 설치할 방법이 없으며, 1.4A의 부하 전류 또는 다른 마이크로 회로를 선택해야 하는 경우 먼저 스로틀 크기를 늘려 인덕턴스를 늘려 문제를 해결해야 합니다.
칩의 데이터시트에는 최대 듀티 사이클이 6/7 = 0.857을 초과하지 않는 것으로 나와 있습니다. 실제로는 300-400KHz의 높은 작동 주파수에서도 거의 0.9의 값이 얻어집니다. 더 낮은 주파수(100-200KHz)에서는 듀티 사이클이 0.95에 도달할 수 있습니다.
따라서 안정기는 작은 입출력 전압 차이로 정상적으로 작동합니다.
스태빌라이저는 지정된 전압 아래로 공급 전압이 감소하여 부하 전류가 정격 전류보다 낮을 때 흥미롭게 작동합니다. 효율은 95% 이상입니다.
PWM은 고전적인 방식(마스터 오실레이터의 전체 제어)이 아니라 트리거(생성기에 의해 시작, 비교기에 의해 재설정)를 사용하여 "릴레이" 방식으로 구현된 다음 정격 전류보다 낮은 전류에서 구현되므로, 키 트랜지스터가 닫히지 않으면 상황이 발생할 수 있습니다. 공급 전압과 부하 전압의 차이는 스위칭 트랜지스터의 포화 전압으로 감소하며, 일반적으로 최대 1A 전류에서 1V를 초과하지 않고 최대 0.2-0.3A 전류에서 0.2-0.3V를 넘지 않습니다. 정적 손실이 있음에도 불구하고 동적 손실은 없으며 트랜지스터는 거의 점퍼처럼 작동합니다.
트랜지스터가 계속 제어되어 PWM 모드로 작동하는 경우에도 전류 감소로 인해 효율이 높게 유지됩니다. 예를 들어 공급 전압(10V)과 LED 전체 전압(8.5V) 사이의 1.5V 차이로 회로는 95%의 효율로 계속 작동했습니다(주파수는 절반으로 감소했지만).
이 경우의 전류 및 전압 매개변수는 실제 안정기 회로를 고려할 때 아래에 표시됩니다.
실용적인 안정 장치 옵션.
가장 단순하고 반복되므로 옵션이 많지 않습니다. 클래식 옵션회로 설계에 따라 작동 주파수나 전류를 높이거나 효율을 높이거나 좋은 안정성을 얻을 수 없습니다. 따라서 가장 최적의 옵션은 블록 다이어그램이 그림 2에 표시된 것입니다. 안정 장치의 요구되는 특성에 따라 구성 요소 등급만 변경될 수 있습니다.
그림 8은 클래식 버전의 다이어그램을 보여줍니다.
그림 8
OS 회로에서 출력 커패시터(C3)의 전류를 제거한 후 인덕터의 인덕턴스를 줄이는 것이 가능해진 것도 특징 중 하나이다. 테스트를 위해 12μH의 DM-3 막대에 오래된 가정용 초크를 사용했습니다. 보시다시피 회로의 특성은 꽤 좋은 것으로 나타났습니다.
효율성을 높이려는 욕구로 인해 그림 9에 표시된 회로가 탄생했습니다.
그림 9
이전 회로와 달리 저항 R1은 전원이 아닌 안정기의 출력에 연결됩니다. 결과적으로 저항 R1 양단의 전압은 부하 양단의 전압만큼 작아졌습니다. 동일한 전류를 사용하면 방출되는 전력이 0.5W에서 0.15W로 감소했습니다.
동시에 인덕터의 인덕턴스가 증가하여 스태빌라이저의 효율도 높아졌습니다. 그 결과 효율성이 몇 퍼센트 증가했습니다. 특정 숫자가 다이어그램에 표시됩니다.
마지막 두 계획의 또 다른 특징입니다. 그림 8의 회로는 공급 전압이 변할 때 부하 전류의 안정성이 매우 우수하지만 효율이 다소 낮습니다. 반대로 그림 9의 회로는 효율이 상당히 높지만 전류 안정성이 좋지 않습니다. 공급 전압이 12V에서 15V로 변경되면 부하 전류가 0.27A에서 0.3A로 증가합니다.
이는 앞서 언급한 것처럼 저항 R1을 잘못 선택했기 때문에 발생합니다(그림 4 참조). 저항 R1이 증가하면 부하 전류의 안정성이 감소하여 효율이 높아지므로 경우에 따라 이를 사용할 수 있습니다. 예를 들어, 배터리 전원의 경우 전압 변화의 한계가 작고 높은 효율이 더 관련성이 높습니다.
특정 패턴에 주목해야 합니다.
꽤 많은 안정 장치가 제조되었으며(대부분은 자동차 내부의 백열등을 LED 램프로 교체하는 데 사용됨) 안정 장치가 때때로 필요했지만 결함이 있는 네트워크 "허브" 보드에서 미세 회로를 가져왔습니다. 스위치”. 제조업체의 차이에도 불구하고 거의 모든 미세 회로는 간단한 회로에서도 적절한 안정기 특성을 얻을 수 있습니다.
내가 만난 유일한 칩은 Globaltech Semiconductor의 GS34063S였습니다. 이 칩은 결코 고주파수에서 작동하고 싶지 않았습니다.
그런 다음 STMicroelectronics에서 여러 마이크로 회로 MC34063ACD 및 MC34063EBD를 구입했는데 더 나쁜 결과가 나타났습니다. 더 높은 주파수에서 작동하지 않았고 안정성이 좋지 않았으며 전류 비교기 지원의 높은 전압(0.45-0.5V), 부하 전류의 안정성이 좋지 않음 안정성이 좋고 효율성이 낮거나 효율성이 낮습니다.
아마도 나열된 미세 회로의 성능이 좋지 않은 것은 가격이 저렴하기 때문일 것입니다. 결함이 있는 스위치에서 제거된 동일한 회사의 MC34063A(DIP-8) 미세 회로가 정상적으로 작동했기 때문에 사용 가능한 가장 저렴한 것을 구입했습니다. 사실, 상대적으로 낮은 주파수에서는 160KHz 이하입니다.
고장난 장비에서 가져온 다음 미세 회로는 잘 작동했습니다.
Sipex Corporation(SP34063A),
모토로라(MC34063A),
아날로그 기술(AP34063N8),
아나칩(AP34063 및 AP34063A).
페어차일드(MC34063A) - 회사를 정확하게 식별했는지 잘 모르겠습니다.
ON Semiconductor, Unisonic Technologies (UTC) 및 Texas Instruments - 일부 회사가 MS와 협력하기를 꺼리는 상황에 직면 한 후에야 회사에 관심을 갖기 시작했고 특별히 마이크로 회로를 구매하지 않았기 때문에 기억이 나지 않습니다. 이 회사들로부터.
STMicroelectronics에서 구매한 성능이 낮은 MC34063ACD 및 MC34063EBD 마이크로 회로를 버리지 않기 위해 여러 가지 실험을 수행하여 그림 2의 맨 처음에 표시된 회로를 만들었습니다.
다음 그림 10은 보정 회로 RfCf(이 회로 R3C2)를 갖춘 안정기의 실제 회로를 보여줍니다. 보정 체인이 있거나 없는 스태빌라이저 작동의 차이점은 앞서 "안정성에 관하여" 섹션에서 이미 설명했으며 그래프가 제시되었습니다(그림 5, 그림 6, 그림 7).
그림 10
그림 7의 그래프에서 전류 안정화가 미세 회로의 전체 공급 전압 범위에 걸쳐 우수하다는 것을 알 수 있습니다. 마치 PWM이 작동하는 것처럼 안정성이 매우 좋습니다. 주파수가 상당히 높기 때문에 인덕턴스가 낮은 소형 초크를 사용하고 출력 커패시터를 완전히 제거하는 것이 가능합니다. 작은 커패시터를 설치하면 부하 전류 리플을 완전히 제거할 수 있습니다. 커패시터 용량에 대한 부하 전류 리플 진폭의 의존성은 앞부분의 "안정성" 섹션에서 논의되었습니다.
이미 언급했듯이, 제가 받은 STMicroelectronics의 MC34063ACD 및 MC34063EBD 마이크로 회로는 데이터 시트에 표시된 값 0.25V-0.35V에도 불구하고 전류 비교기의 기준 전압이 각각 0.45V-0.5V로 과대평가된 것으로 나타났습니다. 이로 인해 고부하 전류에서는 전류 센서 저항에 큰 손실이 발생합니다. 손실을 줄이기 위해 트랜지스터 VT1과 저항 R2를 사용하여 회로에 전류원을 추가했습니다. (그림 11).
그림 11
이 전류원 덕분에 33μA의 추가 바이어스 전류가 저항기 R3을 통해 흐르므로 부하 전류가 없더라도 저항기 R3의 전압은 33μA * 10KΩ = 330mV입니다. 마이크로 회로의 전류 입력의 임계 전압은 450mV이므로 전류 비교기가 작동하려면 전류 센서 저항 R1의 전압이 450mV-330mV = 120mV여야 합니다. 부하 전류가 1A인 경우 저항 R1은 0.12V/1A=0.12Ohm이어야 합니다. 사용 가능한 값을 0.1Ω으로 설정했습니다.
VT1에 전류 안정기가 없으면 저항 R1은 0.45V/1A=0.45Ohm의 비율로 선택되어야 하며 전력은 0.45W에서 소비됩니다. 이제 동일한 전류에서 R1의 손실은 0.1W에 불과합니다.
이 옵션은 배터리, 최대 부하 전류 1A, 전력 8-10W로 구동됩니다. 출력 단락 전류 1.1A. 이 경우 공급 전압 14.85V에서 전류 소비는 각각 64mA로 감소하고, 전력 소비는 0.95W로 감소합니다. 이 모드에서는 마이크로 회로가 가열되지 않으며 원하는 만큼 단락 모드를 유지할 수 있습니다.
나머지 특성은 다이어그램에 표시됩니다.
초소형 회로는 SO-8 패키지로 제공되며 부하 전류는 1A입니다. 매우 뜨거워지므로(단자 온도는 100도!) SMD 실장용으로 변환된 DIP-8 패키지에 마이크로 회로를 설치하고 큰 다각형을 만들고 방열판을 만드는 것이 좋습니다.
미세 회로 키의 포화 전압은 매우 높습니다. 1A 전류에서 거의 1V이므로 가열이 너무 높습니다. 그러나 마이크로 회로 데이터 시트에 따르면 1A 전류에서 주요 트랜지스터의 포화 전압은 0.4V를 초과해서는 안됩니다.
서비스 기능.
초소형 회로에 서비스 기능이 없더라도 독립적으로 구현할 수 있습니다. 일반적으로 LED 전류 안정기는 스위치를 끄고 부하 전류를 조정해야 합니다.
온-오프
MC34063 칩의 안정기는 세 번째 핀에 전압을 가하면 꺼집니다. 예가 그림 12에 나와 있습니다. 
그림 12
마이크로 회로의 세 번째 핀에 전압이 가해지면 마스터 오실레이터가 멈추고 주요 트랜지스터가 닫히는 것으로 실험적으로 확인되었습니다. 이 상태에서 마이크로 회로의 전류 소비는 제조업체에 따라 다르며 데이터 시트에 지정된 무부하 전류(1.5-4mA)를 초과하지 않습니다.
스태빌라이저를 끄는 다른 옵션(예: 5번째 핀에 1.25V 이상의 전압을 적용)은 마스터 오실레이터를 중지하지 않고 마이크로 회로가 제어에 비해 더 많은 전류를 소비하기 때문에 더 나쁩니다. 3번째 핀.
그러한 경영의 본질은 다음과 같다.
마이크로 회로의 세 번째 핀에는 주파수 설정 커패시터의 충전 및 방전에 대한 톱니 전압이 있습니다. 전압이 임계값 1.25V에 도달하면 커패시터 방전이 시작되고 마이크로 회로의 출력 트랜지스터가 닫힙니다. 이는 안정기를 끄려면 마이크로 회로의 세 번째 입력에 최소 1.25V의 전압을 적용해야 함을 의미합니다.
마이크로 회로 데이터 시트에 따르면 타이밍 커패시터는 최대 0.26mA의 전류로 방전됩니다. 즉, 저항을 통해 3번 핀에 외부 전압을 인가할 때 최소 1.25V의 스위칭 전압을 얻으려면 저항을 통과하는 전류가 최소 0.26mA가 되어야 합니다. 결과적으로 외부 저항을 계산하기 위한 두 가지 주요 수치가 있습니다.
예를 들어 안정기 공급 전압이 12~15V인 경우 안정기는 최소값(12V)에서 안정적으로 꺼야 합니다.
결과적으로 추가 저항의 저항은 다음 식에서 구됩니다.
R=(Up-Uvd1-1.25V)/0.26mA=(12V-0.7V-1.25V)/0.26mA=39KOhm.
마이크로 회로를 안정적으로 끄려면 계산된 값보다 작은 저항 저항을 선택하십시오. 그림 12의 회로 부분에서 저항 저항은 27KOhm입니다. 이 저항을 사용하면 턴오프 전압은 약 9V입니다. 이는 안정기 공급 전압이 12V인 경우 이 회로를 사용하여 안정기를 안정적으로 끌 수 있음을 의미합니다.
마이크로컨트롤러에서 안정기를 제어할 때 저항 R은 5V 전압에 대해 다시 계산되어야 합니다.
마이크로 회로의 세 번째 입력의 입력 저항은 상당히 크며 외부 요소의 연결은 톱니파 전압 형성에 영향을 미칠 수 있습니다. 마이크로 회로에서 제어 회로를 분리하여 동일한 잡음 내성을 유지하기 위해 다이오드 VD1이 사용됩니다.
안정기는 저항 R(그림 12)의 왼쪽 단자에 일정한 전압을 적용하거나 저항 R과 다이오드 VD1 사이의 연결 지점을 본체에 단락시켜(왼쪽 단자에 일정한 전압이 존재함) 제어할 수 있습니다. 저항 R).
제너 다이오드 VD2는 초소형 회로의 입력을 고전압으로부터 보호하도록 설계되었습니다. 낮은 공급 전압에서는 필요하지 않습니다.
부하 전류 조정
미세 회로 전류 비교기의 기준 전압은 저항 R1 및 R3의 전압의 합과 동일하므로 저항 R3의 바이어스 전류를 변경하여 부하 전류를 조정할 수 있습니다 (그림 11).
가변 저항과 정전압의 두 가지 조정 옵션이 가능합니다.
그림 13은 제어 회로의 모든 요소를 계산하는 데 필요한 변경 사항과 설계 관계가 포함된 그림 11의 다이어그램 일부를 보여줍니다.
그림 13
가변 저항으로 부하 전류를 조절하려면 고정 저항 R2를 저항 R2' 어셈블리로 교체해야 합니다. 이 경우, 가변 저항기의 저항이 변하면 저항기 R2'의 전체 저항은 27...37KΩ 내에서 변하고, 트랜지스터 VT1(그리고 저항기 R3)의 드레인 전류는 1.3V/27.. .37KOhm=0.048...0.035mA. 이 경우 저항 R3의 바이어스 전압은 0.048...0.035mA*10KOhm=0.48...0.35V 범위에서 변동됩니다. 마이크로 회로의 전류 비교기를 트리거하려면 저항 전류 센서 R1(그림 11)의 전압이 0.45-0.48...0.35V=0...0.1V로 떨어져야 합니다. 저항 R1=0.1Ohm을 사용하면 부하 전류가 0…0.1V/0.1Ohm=0…1A 범위에서 이를 통과할 때 전압이 떨어집니다.
즉, 가변 저항 R2'의 저항을 27...37KOhm 내에서 변경함으로써 부하 전류를 0...1A 내에서 조절할 수 있습니다.
부하 전류를 일정한 전압으로 조절하려면 트랜지스터 VT1의 게이트에 전압 분배기 Rd1Rd2를 설치해야 합니다. 이 분배기를 사용하면 모든 제어 전압을 VT1에 필요한 전압과 일치시킬 수 있습니다.
그림 13은 계산에 필요한 모든 공식을 보여줍니다.
예를 들어, 0~5V 이내의 정전압 변수를 사용하여 부하 전류를 0~1A 이내로 조절해야 합니다.
그림 11의 전류 안정기 회로를 사용하기 위해 트랜지스터 VT1의 게이트 회로에 전압 분배기 Rd1Rd2를 설치하고 저항 값을 계산합니다.
처음에 회로는 저항 R2의 전류와 전계 효과 트랜지스터 VT1의 임계 전압에 의해 설정되는 1A의 부하 전류를 위해 설계되었습니다. 부하 전류를 0으로 줄이려면 이전 예와 같이 저항 R2의 전류를 0.034mA에서 0.045mA로 늘려야 합니다. 저항 R2(39KOhm)의 일정한 저항을 사용하면 저항 R2의 전압은 0.045~0.034mA*39KOhm=1.755~1.3V 범위에서 달라져야 합니다. 게이트 전압이 0이고 트랜지스터 VT2의 문턱 전압이 1.3V일 때, 저항 R2에는 1.3V의 전압이 설정된다. R2의 전압을 1.755V로 높이려면 게이트 VT1에 1.755V-1.3V=0.455V의 일정한 전압을 적용해야 합니다. 문제의 조건에 따라 게이트의 이러한 전압은 +5V의 제어 전압에 있어야 합니다. 제어 전류를 최소화하기 위해 저항 Rd2의 저항을 100KOhm으로 설정한 후 Uу=Ug*(1+Rd2/Rd1) 비율에서 저항 Rd1의 저항을 찾습니다.
Rd1= Rd2/(Uу/Ug-1)=100KOhm/(5V/0.455V-1)=10KOhm.
즉, 제어 전압이 0에서 +5V로 변경되면 부하 전류는 1A에서 0으로 감소합니다.
가득한 회로도온/오프 및 전류 조정 기능을 갖춘 1A 전류 안정기가 그림 14에 나와 있습니다. 새로운 요소의 번호 매기기는 그림 11의 구성표에 따라 시작된 작업을 계속합니다.
그림 14
회로는 그림 14의 일부로 테스트되지 않았습니다. 그러나 그림 11에 따른 회로는 이를 기반으로 완전히 테스트되었습니다.
다이어그램에 표시된 켜기/끄기 방법은 프로토타입을 통해 테스트되었습니다. 현재의 제어 방법은 지금까지 시뮬레이션을 통해서만 테스트되었습니다. 그러나 조정 방법은 검증된 전류 안정기를 기반으로 만들어졌기 때문에 조립하는 동안 적용된 전계 효과 트랜지스터 VT1의 매개변수와 일치하도록 저항 값을 다시 계산하기만 하면 됩니다.
위 회로에서는 부하 전류를 조정하기 위한 두 가지 옵션(가변 저항 Rp 및 0~5V의 정전압)이 사용됩니다. 가변 저항기를 사용한 조정은 그림 12와 약간 다르게 선택되어 두 옵션을 동시에 적용할 수 있었습니다.
두 조정 모두 종속적입니다. 한 방향으로 설정된 현재는 다른 방향의 최대값입니다. 가변 저항 Rp를 사용하여 부하 전류를 0.5A로 설정한 경우 전압을 조정하여 전류를 0에서 0.5A로 변경할 수 있습니다. 그 반대의 경우도 마찬가지입니다. 가변 저항을 사용하여 정전압으로 설정된 0.5A의 전류도 0에서 0.5A로 변경됩니다.
가변 저항에 의한 부하 전류 조정의 의존성은 기하급수적이므로 선형 조정을 얻으려면 회전 각도에 대한 저항의 대수 의존성을 갖는 가변 저항을 선택하는 것이 좋습니다.
저항 Rp가 증가하면 부하 전류도 증가합니다.
정전압에 의한 부하 전류 조절의 의존성은 선형적입니다.
스위치 SB1은 스태빌라이저를 켜거나 끕니다. 접점이 열리면 안정 장치가 꺼지고 접점이 닫히면 켜집니다.
완전한 전자 제어를 사용하면 마이크로 회로의 세 번째 핀에 직접 일정한 전압을 적용하거나 추가 트랜지스터를 사용하여 안정기를 끌 수 있습니다. 필요한 제어 논리에 따라 다릅니다.
커패시터 C4는 스태빌라이저의 소프트 스타트를 보장합니다. 전원이 공급되면 커패시터가 충전될 때까지 전계 효과 트랜지스터 VT1(및 저항 R3)의 전류는 저항 R2에 의해 제한되지 않지만 전류 소스 모드에서 켜진 전계 효과 트랜지스터의 최대값과 같습니다( 단위 - 수십 mA). 저항 R3의 전압은 미세 회로의 전류 입력에 대한 임계값을 초과하므로 미세 회로의 주요 트랜지스터가 닫힙니다. R3을 통과하는 전류는 저항 R2에 의해 설정된 값에 도달할 때까지 점차 감소합니다. 이 값에 접근하면 저항 R3의 전압이 감소하고 전류 보호 입력의 전압은 전류 센서 저항 R1의 전압과 그에 따른 부하 전류에 점점 더 의존합니다. 결과적으로 부하 전류는 0에서 미리 결정된 값(가변 저항 또는 일정한 제어 전압에 의해)으로 증가하기 시작합니다.
인쇄 회로 기판.
다음은 다양한 칩 패키지(DIP-8 또는 SO-8) 및 다양한 초크(표준, 공장 제작)에 대한 안정기 인쇄 회로 기판(그림 2 또는 그림 10의 블록 다이어그램 - 실제 버전에 따름)에 대한 옵션입니다. 또는 스프레이 철제 링으로 집에서 만든 것). 보드는 Sprint-Layout 프로그램 버전 5에서 그려졌습니다.
모든 옵션은 요소의 계산된 전력에 따라 0603에서 1206까지 표준 크기의 SMD 요소를 설치하도록 설계되었습니다. 보드에는 회로의 모든 요소를 위한 자리가 있습니다. 보드의 납땜을 제거할 때 일부 요소가 설치되지 않을 수 있습니다(이 내용은 위에서 이미 설명했습니다). 예를 들어, 저는 이미 주파수 설정 C T 및 출력 Co 커패시터 설치를 완전히 포기했습니다(그림 2). 주파수 설정 커패시터가 없으면 안정기는 더 높은 주파수에서 작동하며 출력 커패시터는 높은 부하 전류(최대 1A) 및/또는 인덕터의 작은 인덕턴스에서만 필요합니다. 때로는 주파수 설정 커패시터를 설치하여 작동 주파수를 줄이고 그에 따라 높은 부하 전류에서 동적 전력 손실을 줄이는 것이 합리적입니다.
모든 기능 프린트 배선판단면 및 양면 호일 PCB가 없으며 모두 제작할 수 있습니다. 양면 PCB를 사용하는 경우 두 번째 면은 에칭되지 않고 추가 방열판 및/또는 공통 와이어 역할을 합니다.
보드 뒷면의 금속화를 방열판으로 사용하는 경우 마이크로 회로의 8번째 핀 근처에 관통 구멍을 뚫고 두꺼운 구리선으로 만든 짧은 점퍼로 양쪽을 납땜해야 합니다. DIP 패키지의 마이크로 회로를 사용하는 경우 8번째 핀에 구멍을 뚫어야 하며 납땜 시 이 핀을 점퍼로 사용하여 보드 양쪽에 핀을 납땜합니다.
점퍼 대신 직경 1.8mm의 구리선 리벳(단면적 2.5mm2의 케이블 코어)을 설치하면 좋은 결과를 얻을 수 있습니다. 리벳은 보드 에칭 직후에 배치됩니다. 리벳 와이어 직경과 동일한 직경의 구멍을 뚫고 와이어 조각을 단단히 삽입하고 구멍에서 1mm 이하로 튀어 나오도록 줄여야합니다. 그리고 작은 망치로 모루의 양쪽을 완전히 리벳으로 고정합니다. 설치 측면에서는 리벳의 돌출된 머리가 부품의 납땜 제거를 방해하지 않도록 리벳이 보드와 같은 높이여야 합니다.
마이크로 회로의 8번째 핀에서 특별히 방열판을 만들라는 조언이 이상해 보일 수 있지만 결함이 있는 마이크로 회로의 경우 충돌 테스트를 통해 전원 부분 전체가 8번째 핀에 견고한 콘센트가 있는 넓은 구리판에 있는 것으로 나타났습니다. 케이스의 핀. 마이크로 회로의 핀 1과 2는 스트립 형태로 만들어졌지만 너무 얇아서 방열판으로 사용할 수 없습니다. 케이스의 다른 모든 단자는 얇은 와이어 점퍼를 사용하여 미세 회로 크리스탈에 연결됩니다. 흥미롭게도 모든 마이크로회로가 이런 식으로 설계된 것은 아닙니다. 테스트된 몇 가지 사례에서는 크리스탈이 중앙에 있고 마이크로 회로의 스트립 핀이 모두 동일한 것으로 나타났습니다. 배선 - 와이어 점퍼 사용. 따라서 이를 확인하려면 여러 개의 초소형 회로 하우징을 "분해"해야 합니다...
방열판은 보드 너머로 확장되지 않는 치수의 0.5-1mm 두께의 구리(강철, 알루미늄) 직사각형 플레이트로 만들 수도 있습니다. DIP 패키지를 사용하는 경우 플레이트 영역은 인덕터 높이에 의해서만 제한됩니다. 플레이트와 칩 본체 사이에 약간의 열 페이스트를 넣어야 합니다. SO-8 패키지의 경우 일부 장착 부품(커패시터 및 다이오드)으로 인해 플레이트가 단단히 고정되는 것을 방해할 수 있습니다. 이 경우 열 페이스트 대신 적당한 두께의 노마콘 고무 개스킷을 사용하는 것이 좋습니다. 점퍼 와이어를 사용하여 마이크로 회로의 8번째 핀을 이 플레이트에 납땜하는 것이 좋습니다.
냉각판이 크고 마이크로 회로의 8번째 핀에 대한 직접 접근을 차단하는 경우 먼저 8번째 핀 반대쪽 플레이트에 구멍을 뚫고 먼저 와이어 조각을 핀 자체에 수직으로 납땜해야 합니다. 그런 다음 플레이트의 구멍을 통해 와이어를 통과시키고 칩 본체에 대고 눌러 함께 납땜합니다.
이제 알루미늄 납땜에 좋은 플럭스를 사용할 수 있으므로 이 플럭스로 방열판을 만드는 것이 좋습니다. 이 경우 방열판은 표면적이 가장 넓은 프로파일을 따라 구부러질 수 있습니다.
최대 1.5A의 부하 전류를 얻으려면 방열판을 보드 뒷면의 솔리드 다각형 형태와 칩 본체에 밀착된 금속판 형태로 양면에 만들어야 합니다. 이 경우 마이크로 회로의 8 번째 핀을 뒷면의 다각형과 케이스에 눌려진 플레이트에 납땜해야합니다. 기판 뒷면 방열판의 열관성을 높이려면 다각형에 납땜된 판 형태로 만드는 것도 좋습니다. 이 경우, 이전에 보드의 양쪽을 연결했던 마이크로 회로의 8번째 핀에 있는 리벳에 방열판을 놓는 것이 편리합니다. 리벳과 플레이트를 납땜하고 보드 둘레 여러 곳에 납땜으로 고정합니다.
그런데 보드 뒷면에 플레이트를 사용하는 경우 보드 자체를 단면 호일 PCB로 만들 수 있습니다.
요소의 위치 지정을 위한 보드의 비문은 다각형의 비문을 제외하고 일반적인 방법(인쇄된 트랙과 마찬가지로)으로 만들어집니다. 후자는 흰색 서비스 레이어 "F"에서 만들어집니다. 이 경우 이러한 비문은 에칭을 통해 얻습니다.
전원 및 LED 와이어는 전원의 경우 "+" 및 "-", LED의 경우 "A" 및 "K"라는 문구에 따라 보드의 반대쪽 끝에 납땜됩니다.
보드를 케이스 없이 사용하는 경우(점검 및 조정 후) 적절한 길이와 직경의 열수축 튜브에 끼워 넣고 헤어드라이어로 가열하는 것이 편리합니다. 아직 냉각되지 않은 열 수축 끝 부분은 단자에 더 가까운 펜치로 압착해야 합니다. 열간 압착 열 수축은 서로 접착되어 거의 밀폐되고 상당히 내구성이 뛰어난 하우징을 형성합니다. 주름진 가장자리는 너무 단단히 접착되어 있어서 분리하려고 할 때 열 수축이 쉽게 부서집니다. 동시에 수리 또는 유지 관리가 필요한 경우 헤어드라이어로 다시 가열하면 주름진 부분이 저절로 벗겨지며 주름진 흔적도 남지 않습니다. 약간의 기술을 사용하면 여전히 뜨거운 열 수축을 핀셋으로 늘리고 조심스럽게 보드를 제거할 수 있습니다. 결과적으로 열 수축은 보드를 다시 포장하는 데 적합합니다.
보드를 완전히 밀봉해야 하는 경우 열 패드를 압축한 후 끝 부분을 열 패드로 채울 수 있습니다. "케이스"를 강화하기 위해 보드에 두 개의 열 수축 층을 놓을 수 있습니다. 한 레이어는 꽤 내구성이 있지만.
안정제 계산 프로그램
회로 요소를 신속하게 계산하고 평가하기 위해 EXCEL 프로그램에서 공식이 포함된 표를 작성했습니다. 편의상 일부 계산은 VBA 코드에서 지원됩니다. 프로그램 작동은 Windows XP에서만 테스트되었습니다.
파일을 실행하면 프로그램에 매크로가 있음을 경고하는 창이 나타날 수 있습니다. "매크로를 비활성화하지 않음" 명령을 선택해야 합니다. 그렇지 않으면 프로그램이 시작되고 표 셀에 작성된 수식을 사용하여 재계산도 수행되지만 일부 기능은 비활성화됩니다(입력의 정확성, 최적화 기능 등 확인).
프로그램을 시작하면 "모든 입력 데이터를 기본값으로 복원하시겠습니까?"라는 창이 나타나면 "예" 또는 "아니요" 버튼을 클릭해야 합니다. 예를 들어 "예"를 선택하면 계산을 위한 모든 입력 데이터가 기본적으로 설정됩니다. 모든 계산 공식도 업데이트됩니다. "아니요"를 선택하면 입력 데이터는 이전 세션에서 저장된 값을 사용합니다.
기본적으로는 “아니요” 버튼을 선택해야 하지만, 이전 계산 결과를 저장하고 싶지 않다면 “예”를 선택하면 됩니다. 때로는 잘못된 입력 데이터를 너무 많이 입력하거나 어떤 종류의 오작동이 발생하거나 실수로 수식이 있는 셀의 내용을 삭제한 경우 "예"라는 질문에 대답하여 프로그램을 종료하고 다시 실행하는 것이 더 쉽습니다. 이는 오류를 찾아 수정하고 분실된 약품을 다시 처방하는 것보다 쉽습니다.
이 프로그램은 세 개의 별도 테이블( 입력 데이터 , 산출 , 계산 결과 ) 및 안정기 회로.
처음 두 테이블에는 입력되거나 계산된 매개변수의 이름, 짧은 기호(명확성을 위해 공식에도 사용됨), 매개변수 값 및 측정 단위가 포함되어 있습니다. 세 번째 표에서는 요소의 목적을 다이어그램에서 바로 확인할 수 있으므로 불필요한 이름을 생략했습니다. 계산된 매개변수의 값은 노란색으로 표시되며 수식이 이 셀에 작성되므로 독립적으로 변경할 수 없습니다.
테이블로 " 입력 데이터 » 초기 데이터가 입력됩니다. 일부 매개변수의 목적은 참고 사항에 설명되어 있습니다. 입력 데이터가 있는 모든 셀은 모두 계산에 참여하므로 채워야 합니다. "부하 전류 리플(Inp)" 매개변수가 있는 셀은 예외입니다. 비어 있을 수 있습니다. 이 경우 인덕터의 인덕턴스는 부하 전류의 최소값을 기준으로 계산됩니다. 이 셀에 부하 리플 전류 값을 설정하면 인덕터의 인덕턴스는 지정된 리플 값을 기준으로 계산됩니다.
일부 매개변수(예: 기준 전압 또는 전류 소비 값)는 칩 제조업체마다 다를 수 있습니다. 보다 신뢰할 수 있는 계산 결과를 얻으려면 보다 정확한 데이터를 제공해야 합니다. 이렇게 하려면 다양한 매개변수의 기본 목록이 포함된 파일의 두 번째 시트("Chips")를 사용할 수 있습니다. 칩 제조업체를 알면 더 정확한 데이터를 찾을 수 있습니다.
테이블에서 " 산출 » 관심 있는 중간 계산 결과를 찾습니다. 계산에 사용된 수식은 계산된 값이 있는 셀을 선택하여 확인할 수 있습니다. "최대 채우기 비율(dmax)" 매개변수가 있는 셀은 녹색과 빨간색의 두 가지 색상 중 하나로 강조 표시될 수 있습니다. 매개변수 값이 허용 가능하면 셀이 녹색으로 강조표시되고, 최대 허용 값을 초과하면 빨간색으로 강조표시됩니다. 셀 노트에서 이를 수정하기 위해 변경해야 하는 입력 데이터를 읽을 수 있습니다.
이 칩을 더 자세히 설명하는 AN920-D 문서에는 MC34063 칩의 최대 듀티 사이클 값이 0.857을 초과할 수 없다고 명시되어 있습니다. 그렇지 않으면 제어 한계가 지정된 값과 일치하지 않을 수 있습니다. 계산에서 얻은 매개변수의 정확성에 대한 기준으로 사용되는 것은 바로 이 값입니다. 실제로 채우기 비율의 실제 값은 0.9보다 클 수 있다는 것이 실제로 나타났습니다. 분명히 이러한 불일치는 "비표준" 포함으로 설명됩니다.
계산 결과는 세 번째 표에 요약된 회로의 수동 요소 값입니다. 계산 결과" . 얻은 값은 안정기 회로를 조립할 때 사용할 수 있습니다.
예를 들어 저항 저항, 커패시터 커패시턴스 또는 인덕터 인덕턴스에서 얻은 값이 표준 값과 일치하지 않는 경우와 같이 얻은 값을 자신에게 맞게 조정하는 것이 유용한 경우가 있습니다. 일부 요소의 값을 변경하면 회로의 전반적인 특성에 어떤 영향을 미치는지 보는 것도 흥미롭습니다. 이 기능은 프로그램에서 구현됩니다.
테이블 오른쪽에 " 계산 결과" 각 매개변수 옆에는 사각형이 있습니다. 선택한 사각형에서 마우스 왼쪽 버튼을 클릭하면 "새"가 나타나 선택이 필요한 매개 변수를 표시합니다. 이 경우 해당 값이 있는 필드에서 노란색 강조 표시가 제거됩니다. 즉, 이 매개변수의 값을 독립적으로 선택할 수 있습니다. 그리고 테이블에 " 입력 데이터" 변경되는 매개변수는 빨간색으로 강조 표시됩니다. 즉, 역방향 재계산이 수행됩니다. 수식은 입력 데이터 테이블의 셀에 작성되고 계산 매개변수는 테이블 값 "입니다. 계산 결과" .
예를 들어, 테이블 "에서 인덕터의 인덕턴스 반대편에 "새"를 배치하면 계산 결과" , 표의 "최소 부하 전류" 매개변수가 빨간색으로 강조 표시된 것을 볼 수 있습니다. 입력 데이터 ».
인덕턴스가 변경되면 표의 일부 매개변수도 변경됩니다." 산출 ", 예를 들어 "최대 인덕터 및 스위치 전류(I_Lmax)"입니다. 이러한 방식으로 마이크로 회로의 주요 트랜지스터의 최대 전류를 초과하지 않고 최소 부하 전류 값을 "희생"시키면서 표준 범위 및 치수에서 최소 인덕턴스를 가진 초크를 선택할 수 있습니다. 동시에 부하 전류 리플의 증가를 보상하기 위해 출력 커패시터 Co의 값도 증가한 것을 확인할 수 있습니다.
인덕턴스를 선택하고 다른 종속 매개변수가 위험한 한계를 초과하지 않는지 확인한 후 인덕턴스 매개변수 옆에 있는 확인 표시를 제거하여 인덕터의 인덕턴스에 영향을 미치는 다른 매개변수를 변경하기 전에 얻은 결과를 확보합니다. 게다가 표에서는 " 계산 결과" 수식이 복원되고 테이블에 " 입력 데이터" , 반대로 제거됩니다.
같은 방법으로 테이블의 다른 매개변수를 선택할 수 있습니다. 계산 결과" . 하지만 거의 모든 수식의 매개변수는 중복되므로 이 표의 모든 매개변수를 한꺼번에 변경하려는 경우 상호 참조에 대한 메시지와 함께 오류 창이 나타날 수 있다는 점을 명심해야 합니다.
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기초적인 명세서 MC34063
- 광범위한 입력 전압: 3V ~ 40V;
- 높은 출력 펄스 전류: 최대 1.5A;
- 조정 가능한 출력 전압;
- 최대 100kHz의 변환기 주파수;
- 내부 참조 정확도: 2%;
- 단락 전류 제한;
- 절전 모드에서 낮은 소비.
- 기준 전압 소스 1.25V;
- 기준 전압과 입력 5의 입력 신호를 비교하는 비교기;
- RS 트리거를 재설정하는 펄스 발생기;
- 비교기와 생성기의 신호를 결합하는 요소 AND;
- 출력 트랜지스터의 고주파 스위칭을 제거하는 RS 트리거;
- 전류를 증폭하기 위한 이미터 팔로워 회로의 드라이버 트랜지스터 VT2;
- 출력 트랜지스터 VT1은 최대 1.5A의 전류를 제공합니다.
MC34063 부스트 컨버터
예를 들어, 이 칩을 사용하여 노트북 USB 포트(5V)에서 인터페이스 모듈에 대한 12V 전원을 얻었으므로 인터페이스 모듈은 노트북이 실행 중일 때 작동했으며 자체 무정전 전원 공급 장치가 필요하지 않았습니다.회로의 다른 부분보다 더 높은 전압이 필요한 접촉기에 전원을 공급하기 위해 IC를 사용하는 것도 합리적입니다.
MC34063은 오랫동안 생산되었지만 3V에서 작동할 수 있어 리튬 배터리로 구동되는 전압 안정기에 사용할 수 있습니다.
설명서에서 부스트 변환기의 예를 살펴보겠습니다. 이 회로는 175mA 전류에서 12V의 입력 전압, 28V의 출력 전압을 위해 설계되었습니다.
- C1 - 100μF 25V;
- C2 – 1500pF;
- C3 - 330μF 50V;
- DA1 – MC34063A;
- L1 - 180μH;
- R1 - 0.22옴;
- R2 - 180옴;
- R3 – 2.2kΩ;
- R4 – 47kΩ;
- VD1 – 1N5819.
MC34063의 벅 컨버터
전압을 줄이는 것이 훨씬 쉽습니다. 인덕터가 필요하지 않고 더 적은 수의 외부 요소가 필요한 보상 안정기가 많이 있지만 펄스 변환기의 경우 출력 전압이 입력보다 몇 배 작거나 변환 효율이 낮을 때 작업이 있습니다. 단순히 중요합니다.기술 문서는 500mA 전류에서 입력 전압이 25V이고 출력 전압이 5V인 회로의 예를 제공합니다.
- C1 - 100μF 50V;
- C2 – 1500pF;
- C3 - 470μF 10V;
- DA1 – MC34063A;
- L1 - 220μH;
- R1 - 0.33옴;
- R2 – 1.3kΩ;
- R3 – 3.9kΩ;
- VD1 – 1N5819.
MC34063 반전 변환기 회로
세 번째 구성표는 처음 두 구성표보다 덜 자주 사용되지만 관련성이 낮지는 않습니다. 정확한 전압 측정이나 오디오 신호 증폭에는 양극성 전원 공급 장치가 필요한 경우가 많으며 MC34063은 음전압을 제공하는 데 도움이 될 수 있습니다.문서에는 4.5 .. 6.0 V의 전압을 100 mA의 전류로 -12 V의 음전압으로 변환할 수 있는 회로가 제공됩니다.
- C1 - 100μF 10V;
- C2 – 1500pF;
- C3 - 1000μF 16V;
- DA1 – MC34063A;
- L1 - 88μH;
- R1 - 0.24옴;
- R2 – 8.2kΩ;
- R3 – 953옴;
- VD1 – 1N5819.
MC34063 칩의 유사품
MC34063이 상업용으로 설계되고 작동 온도 범위가 0~70°C인 경우 전체 아날로그 MC33063은 -40~85°C의 상용 범위에서 작동할 수 있습니다.몇몇 제조업체는 MC34063을 생산하고 다른 칩 제조업체는 AP34063, KS34063과 같은 완전한 아날로그를 생산합니다. 국내 산업조차도 완전한 아날로그를 생산했습니다. K1156EU5, 그리고 지금 이 마이크로 회로를 구입하는 것이 큰 문제이지만 MC34063에 적용할 수 있는 K1156EU5용 계산 방법에 대한 많은 다이어그램을 찾을 수 있습니다.
새로운 장치를 개발해야 하는데 MC34063이 완벽하게 맞는 것 같으면 다음과 같은 최신 아날로그 장치에 주의를 기울여야 합니다. NCP3063.
얼마 전에 저는 이미 KREN5를 사용하여 PWM 안정 장치를 만드는 방법을 보여주는 리뷰를 게시했습니다. 그런 다음 가장 일반적이고 아마도 가장 저렴한 DC-DC 변환기 컨트롤러 중 하나를 언급했습니다. 마이크로회로 MC34063.
오늘은 이전 리뷰를 보완하려고 노력하겠습니다.
일반적으로 이 마이크로 회로는 오래된 것으로 간주될 수 있지만 그럼에도 불구하고 당연한 인기를 누리고 있습니다. 주로 가격이 저렴하기 때문입니다. 나는 아직도 그것을 다양한 공예에 가끔 사용합니다.
그래서 저는 이런 작은 물건을 수백 개나 사기로 결정했습니다. 가격은 4달러였는데, 지금은 같은 판매자에게서 100개당 3.7달러, 개당 3.7센트에 불과합니다.
더 저렴하게 찾을 수 있지만 다른 부품과 함께 키트로 주문했습니다 (리튬 배터리 충전기 및 손전등 전류 안정기 리뷰). 거기에서 주문한 네 번째 구성 요소도 있지만 이에 대해서는 나중에 자세히 설명하겠습니다.
글쎄요, 이미 긴 서론에 지루하셨을 것 같아서 리뷰로 넘어가겠습니다.
즉시 경고하겠습니다. 사진이 많이있을 것입니다.
모두 버블랩으로 포장된 가방에 들어있었습니다. 그런 무리 :) 
초소형 회로 자체는 걸쇠가 달린 가방에 깔끔하게 포장되어 있으며 이름이 적힌 종이가 붙어 있습니다. 손으로 쓴 글인데, 비문을 인식하는 데에는 문제가 없을 것 같습니다. 
이러한 초소형 회로는 여러 제조업체에서 생산되며 라벨도 다릅니다.
MC34063
KA34063
UCC34063
등.
보시다시피 첫 글자만 변경되고 숫자는 변경되지 않으므로 일반적으로 간단히 34063이라고 합니다.
첫 번째 제품인 MC34063을 얻었습니다. 
사진은 동일한 mikruha 옆에 있지만 제조업체가 다릅니다.
검토 중인 제품은 더 명확한 표시로 눈에 띕니다. 
다른 내용을 볼 수 없으므로 리뷰의 두 번째 부분인 교육 부분으로 넘어가겠습니다.
DC-DC 컨버터는 다양한 곳에서 사용되고 있는데, 이제는 이를 탑재하지 않은 전자제품을 찾기 어려울 것입니다.
세 가지 주요 변환 방식이 있으며 모두 34063과 해당 응용 프로그램 및 하나 이상에 설명되어 있습니다.
설명된 모든 회로에는 갈바닉 절연이 없습니다. 또한 세 회로를 모두 자세히 살펴보면 인덕터, 다이오드, 전원 스위치라는 세 가지 구성 요소의 상호 교환이 매우 유사하고 다르다는 것을 알 수 있습니다.
첫째, 가장 일반적인 것입니다.
강압 또는 강압 PWM 변환기.
전압을 낮추고 최대 효율로 이를 수행해야 하는 경우에 사용됩니다.
입력 전압은 항상 출력 전압보다 크며 일반적으로 최소 2~3V입니다. 차이가 클수록 좋습니다(합리적인 한도 내에서).
이 경우 입력 전류는 출력 전류보다 적습니다.
이 회로 설계는 마더보드에서 자주 사용됩니다. 변환기는 일반적으로 다상 및 동기 정류 기능이 있지만 본질은 동일하게 스텝다운됩니다.
이 회로에서 인덕터는 키가 열릴 때 에너지를 축적하고 키가 닫힌 후에 인덕터 양단의 전압(자기 유도로 인해)이 출력 커패시터를 충전합니다. 
다음 구성표는 첫 번째 구성표보다 약간 덜 자주 사용됩니다.
이는 3~4.2V의 배터리 전압이 안정된 5V를 생성하는 보조 배터리에서 흔히 볼 수 있습니다.
이러한 회로를 사용하면 5V 이상의 전압을 얻을 수 있지만 전압 차이가 클수록 변환기가 작동하기가 더 어려워진다는 점을 고려해야 합니다.
이 솔루션에는 그리 유쾌하지 않은 기능도 하나 있습니다. 출력을 "소프트웨어"로 비활성화할 수 없다는 것입니다. 저것들. 배터리는 항상 다이오드를 통해 출력에 연결됩니다. 또한 단락이 발생한 경우 전류는 부하와 배터리의 내부 저항에 의해서만 제한됩니다.
이를 방지하기 위해 퓨즈나 추가 전원 스위치가 사용됩니다.
지난번과 마찬가지로 전원 스위치가 열리면 먼저 인덕터에 에너지가 축적되고, 키를 닫은 후 인덕터의 전류가 극성을 변경하고 배터리 전압과 합산되어 다이오드를 통해 출력으로 이동합니다.
이러한 회로의 출력 전압은 입력 전압에서 다이오드 강하를 뺀 것보다 낮을 수 없습니다.
입력 전류는 출력 전류보다 큽니다(때로는 상당히 높음). 
세 번째 계획은 거의 사용되지 않지만 고려하지 않는 것은 잘못된 것입니다.
이 회로는 입력과 반대 극성의 출력 전압을 갖습니다.
반전 변환기라고 합니다.
이 회로는 원칙적으로 입력에 대한 전압을 높이거나 낮출 수 있지만 회로 설계의 특성상 입력보다 크거나 같은 전압에만 사용되는 경우가 많습니다.
이 회로 설계의 장점은 전원 스위치를 닫아 출력 전압을 끌 수 있다는 것입니다. 첫 번째 계획도 이 작업을 수행할 수 있습니다.
이전 방식과 마찬가지로 인덕터에 에너지가 축적되고 전원 스위치를 닫은 후 역방향 연결된 다이오드를 통해 부하에 공급됩니다. 
이번 리뷰를 구상할 당시에는 어떤 예시를 선택하는 것이 좋을지 고민했습니다.
PoE용 강압 컨버터나 LED 전원 공급용 승압 컨버터를 만드는 옵션이 있었지만 어쩐지 이 모든 것이 흥미롭지 않고 완전히 지루했습니다.
그런데 며칠 전 한 친구가 전화해서 문제 해결을 도와달라고 요청했습니다.
입력이 출력보다 크든 작든 관계없이 안정된 출력 전압을 얻는 것이 필요했습니다.
저것들. 벅-부스트 컨버터가 필요했습니다.
이러한 변환기의 토폴로지를 (단일 종단 1차 인덕터 변환기)이라고 합니다.
이 토폴로지에 대한 몇 가지 좋은 문서가 더 있습니다. , .
이 유형의 변환기 회로는 눈에 띄게 더 복잡하며 추가 커패시터와 인덕터를 포함합니다. 
나는 이렇게 하기로 결정했다
예를 들어, 입력이 9V에서 16V로 변동할 때 안정적인 12V를 생성할 수 있는 변환기를 만들기로 결정했습니다. 사실, 마이크로 회로에 내장된 키가 사용되기 때문에 변환기의 전력은 작지만 솔루션은 상당히 실행 가능합니다.
회로를 더욱 강력하게 만들려면 추가 전계 효과 트랜지스터, 더 높은 전류용 초크 등을 설치하십시오. 그런 회로는 자동차의 3.5인치 하드 드라이브에 전원을 공급하는 문제를 해결하는 데 도움이 될 수 있습니다.
또한 이러한 변환기는 이미 대중화되어 있는 3-4.2V 범위의 하나의 리튬 배터리에서 3.3V의 전압을 얻는 문제를 해결하는 데 도움이 될 수 있습니다.
하지만 먼저 조건부 다이어그램을 원칙적인 다이어그램으로 바꿔 보겠습니다. 
그런 다음 이를 트레이스로 바꾸지만 회로 기판의 모든 것을 조각하지는 않습니다. 
다음으로 인쇄 회로 기판을 만드는 방법을 보여 주었던 튜토리얼 중 하나에 설명된 단계를 건너뛰겠습니다.
결과는 작은 보드였고 보드의 크기는 28x22.5였으며 부품을 밀봉한 후의 두께는 8mm였습니다. 
집 주변의 온갖 부품을 파헤쳤습니다.
나는 리뷰 중 하나에서 질식했습니다.
항상 저항이 있습니다.
커패시터는 부분적으로 존재했고 다양한 장치에서 부분적으로 제거되었습니다.
10μF 세라믹은 기존 하드 드라이브에서 제거되었으며(모니터 보드에도 있음), 알루미늄 SMD는 기존 CD-ROM에서 가져왔습니다. 
스카프를 납땜했더니 깔끔하게 나왔어요. 성냥갑 위에서 사진을 찍었어야 했는데 깜빡했네요. 보드의 크기는 성냥갑보다 약 2.5배 작습니다. 
보드가 더 가까워서 보드를 더 촘촘하게 배치하려고했는데 여유 공간이 많지 않습니다.
0.25옴 저항은 2레벨에서 병렬로 4개의 1옴 저항으로 구성됩니다. 
사진이 많아서 스포일러에 넣습니다
4개 범위를 확인했는데 우연히 5개 범위로 확인되어 저항하지 않고 그냥 사진을 한 장 더 찍었습니다.
13K 저항이 없어서 12에 납땜해야 해서 출력 전압이 다소 과소평가되었습니다.
하지만 단순히 마이크로 회로를 테스트하고(즉, 이 보드 자체는 더 이상 나에게 아무런 가치가 없음) 리뷰를 작성하기 위해 보드를 만들었기 때문에 귀찮게 하지 않았습니다.
부하는 백열등이었고 부하 전류는 약 225mA였습니다.
입력 9V, 출력 11.45 
입력은 11V, 출력은 11.44입니다. 
입력은 13V이고 출력은 여전히 동일합니다 11.44 
입력은 15V이고 출력은 다시 11.44입니다. :) 
그 후 마무리하려고 생각했지만 다이어그램에 최대 16V의 범위가 표시되어 있으므로 16에서 확인하기로 결정했습니다.
입구 16.28, 출구 11.44 
디지털 오실로스코프를 손에 넣었기 때문에 오실로그램을 찍기로 결정했습니다.
내용이 꽤 많아서 스포일러 밑에 숨겨두었습니다.
물론 이것은 장난감입니다. 변환기의 힘은 유용하지만 말도 안됩니다.
하지만 나는 Aliexpress에서 친구를 위해 몇 가지를 더 골랐습니다.
아마도 누군가에게 유용할 것입니다. 
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필요한 것과 다른 전압을 가진 소스를 사용하여 전원 공급 장치 회로에 필요한 전압을 얻는 방법에 대한 질문이 자주 발생합니다. 이러한 작업은 두 가지로 나뉩니다. 언제: 전압을 주어진 값으로 줄이거나 높여야 합니다. 이 기사에서는 첫 번째 옵션을 고려할 것입니다.
일반적으로 선형 안정기를 사용할 수 있지만 전력 손실이 큽니다. 전압의 차이를 열로 변환합니다. 펄스 변환기가 구출되는 곳입니다. MC34063을 기반으로 한 간단하고 컴팩트한 컨버터를 여러분께 선보입니다.
이 칩은 매우 다재다능하여 최대 1.5A의 내부 전류로 벅, 부스트 및 반전 컨버터를 구현할 수 있습니다. 하지만 이 기사에서는 강압 컨버터에 대해서만 설명하고 나머지 내용은 나중에 설명하겠습니다.
결과 변환기의 크기는 21x17x11mm입니다. 이러한 치수는 납과 SMD 부품을 함께 사용하여 얻은 것입니다. 변환기에는 9개의 부품만 포함되어 있습니다.
회로의 부품은 전류 제한이 500mA이고 리플이 43kHz 및 3mV인 5V용으로 설계되었습니다. 입력 전압은 7~40V일 수 있습니다.
R2 및 R3의 저항 분배기는 출력 전압을 담당하며, 이를 약 10kOhm의 트리밍 저항으로 교체하면 필요한 출력 전압을 설정할 수 있습니다. 저항 R1은 전류 제한을 담당합니다. 커패시터 C1과 코일 L1은 리플 주파수를 담당하고 커패시터 C3은 리플 레벨을 담당합니다. 다이오드는 1N5818 또는 1N5820으로 교체할 수 있습니다. 회로 매개변수를 계산하려면 특수 계산기(http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml)가 있습니다. 여기에서 필요한 매개변수만 설정하면 되며 두 회로와 매개변수도 계산할 수 있습니다. 고려되지 않은 변환기 유형.
2개의 인쇄 회로 기판이 만들어졌습니다. 왼쪽에는 표준 크기 0805의 두 개의 저항으로 구성된 전압 분배기의 전압 분배기가 있고 오른쪽에는 가변 저항 3329H-682 6.8kOhm이 있습니다. MC34063 칩은 DIP 패키지에 있으며 그 아래에는 표준 크기의 2개 칩 탄탈륨 커패시터(D)가 있습니다. 커패시터 C1은 표준 크기 0805, 출력 다이오드, 전류 제한 저항 R1 - 0.5W, 저전류에서 400mA이면 더 낮은 전력의 저항을 설치할 수 있습니다. 인덕턴스 CW68 22uH, 960mA.
리플 파형, R 제한 = 0.3Ω
이 오실로그램은 잔물결을 보여줍니다. 왼쪽 - 부하 없음, 오른쪽 - 휴대폰 형태의 부하 사용, 0.3Ω 저항기 제한, 아래 동일한 부하 사용, 0.2Ω 저항기 제한.
리플 파형, R 제한 = 0.2Ω
8.2V의 입력 전압으로 취해진 특성(모든 매개변수가 측정되지는 않음).
이 어댑터는 여행 중에 휴대폰을 충전하고 디지털 회로에 전력을 공급하기 위해 제작되었습니다.
이 기사에서는 전압 분배기로 가변 저항이 있는 보드를 보여 주며 해당 회로를 추가할 것입니다. 첫 번째 회로와의 차이점은 분배기에만 있습니다.