სადაც A და φ 0 მუდმივებია, ω არის გადამზიდავი სიხშირე.
ინფორმაცია დაშიფრულია φ(t) ფაზაში. ვინაიდან თანმიმდევრული დემოდულაციის დროს მიმღებს აქვს რეკონსტრუირებული გადამზიდავი s C (t) = Acos(ωt +φ 0), მაშინ სიგნალის (2) მატარებლის შედარებით გამოითვლება მიმდინარე ფაზის ცვლა φ(t). ფაზის ცვლილება φ(t) არის ერთი-ერთზე დაკავშირებული საინფორმაციო სიგნალთან c(t).
ორობითი ფაზის მოდულაცია (BPSK – BinaryPhaseShiftKeying)
საინფორმაციო სიგნალის მნიშვნელობების ნაკრები (0,1) ცალსახად ენიჭება ფაზის ცვლილებების კომპლექტს (0, π). როდესაც საინფორმაციო სიგნალის მნიშვნელობა იცვლება, რადიოსიგნალის ფაზა იცვლება 180º-ით. ამრიგად, BPSK სიგნალი შეიძლება დაიწეროს როგორც
აქედან გამომდინარე, ს(ტ)=ა⋅2(გ(ტ)-1/2)cos(ωt + φ 0). ამრიგად, BPSK მოდულაციის განსახორციელებლად, საკმარისია გადამზიდავი სიგნალის გამრავლება საინფორმაციო სიგნალზე, რომელსაც აქვს მრავალი მნიშვნელობა (-1,1). ბაზისური მოდულატორის გამომავალზე სიგნალები
მე(ტ)= ა⋅2(გ(ტ)-1/2), Q(t)=0
სიგნალის დროის ფორმა და მისი თანავარსკვლავედი ნაჩვენებია ნახ. 3-ში.
ბრინჯი. 12. BPSK სიგნალის დროითი ფორმა და სიგნალის თანავარსკვლავედი: ა – ციფრული შეტყობინება; ბ – მოდულატორული სიგნალი; c – მოდულირებული HF რხევა; გ- სიგნალის თანავარსკვლავედი
კვადრატული ფაზის მოდულაცია (QPSK – QuadraturePhaseShiftKeying)
კვადრატული ფაზის მოდულაცია არის ოთხდონიანი ფაზის მოდულაცია (M=4), რომლის დროსაც მაღალი სიხშირის რხევის ფაზას შეუძლია მიიღოს 4 განსხვავებული მნიშვნელობა π/2 მატებით.
კავშირი მოდულირებული რხევის ფაზურ ცვლას ნაკრებიდან (±π / 4,±3π / 4) და ციფრული შეტყობინების სიმბოლოების სიმრავლეს შორის (00, 01, 10, 11) დადგენილია თითოეულ კონკრეტულ შემთხვევაში სტანდარტით. რადიო არხი და ნაჩვენებია 4-ის მსგავსი სიგნალის თანავარსკვლავედით. ისრები მიუთითებს შესაძლო გადასვლას ერთი ფაზის მდგომარეობიდან მეორეზე.
ბრინჯი. 13. QPSK მოდულაციის თანავარსკვლავედი
ნახატიდან ჩანს, რომ სიმბოლოების მნიშვნელობებსა და სიგნალის ფაზას შორის შესაბამისობა დადგენილია ისე, რომ სიგნალის თანავარსკვლავედის მეზობელ წერტილებში შესაბამისი სიმბოლოების მნიშვნელობები განსხვავდება მხოლოდ ერთში. ცოტა. ხმაურიან პირობებში გადაცემისას, ყველაზე სავარაუდო შეცდომა იქნება მიმდებარე თანავარსკვლავედის ფაზის განსაზღვრა. ამ კოდირებით, მიუხედავად იმისა, რომ მოხდა შეცდომა სიმბოლოს მნიშვნელობის განსაზღვრისას, ეს შეესაბამება შეცდომას ინფორმაციის ერთ (და არა ორ) ბიტში. ამრიგად, მიიღწევა ბიტის შეცდომის ალბათობის შემცირება. კოდირების ამ მეთოდს გრეის კოდი ეწოდება.
მრავალპოზიციური ფაზის მოდულაცია (M-PSK)
M-PSK იქმნება, ისევე როგორც სხვა მრავალპოზიციური მოდულაციები, k = log 2 M ბიტების სიმბოლოებად დაჯგუფებით და სიმბოლოების მნიშვნელობების სიმრავლესა და მოდულირებული ტალღის ფორმის ფაზის ცვლის მნიშვნელობების ერთ-ერთში კორესპონდენციის დანერგვით. კომპლექტიდან ფაზის ცვლის მნიშვნელობები იგივე რაოდენობით განსხვავდება. მაგალითად, ნახ. 4 გვიჩვენებს სიგნალის თანავარსკვლავედს 8-PSK-სთვის რუხი კოდირებით.
ბრინჯი. 14. 8-PSK მოდულაციის სიგნალის თანავარსკვლავედი
მოდულაციის ამპლიტუდა-ფაზის ტიპები (QAM)
ცხადია, გადაცემული ინფორმაციის დაშიფვრისთვის შეგიძლიათ გამოიყენოთ არა ერთი გადამზიდავი ტალღის პარამეტრი, არამედ ორი ერთდროულად.
სიმბოლოს შეცდომების მინიმალური დონე მიიღწევა, თუ მანძილი სიგნალის თანავარსკვლავედში მიმდებარე წერტილებს შორის იგივეა, ე.ი. თანავარსკვლავედში წერტილების განაწილება სიბრტყეზე ერთგვაროვანი იქნება. ამიტომ, სიგნალის თანავარსკვლავედს უნდა ჰქონდეს გისოსისებრი სახე. ამ ტიპის სიგნალის თანავარსკვლავედთან მოდულაციას ეწოდება კვადრატული ამპლიტუდის მოდულაცია (QAM - Quadrature Amplitude Modulation).
QAM არის მრავალპოზიციური მოდულაცია. როდესაც M=4 შეესაბამება QPSK-ს, ამიტომ იგი ოფიციალურად განიხილება QAM M ≥ 8-ისთვის (რადგან ბიტების რაოდენობა სიმბოლოზე k = log 2 M ,k∈N, მაშინ M-ს შეუძლია მიიღოს მხოლოდ 2-ის სიმძლავრის მნიშვნელობები: 2, 4, 8, 16 და ა.შ.). მაგალითად, სურ. 5 გვიჩვენებს 16-QAM სიგნალის თანავარსკვლავედს რუხი კოდირებით.
ბრინჯი. 15. 16 –QAM მოდულაციის თანავარსკვლავედი
მოდულაციის სიხშირის ტიპები (FSK, MSK, M-FSK, GFSK, GMSK).
სიხშირის მოდულაციის შემთხვევაში მატარებლის ვიბრაციის პარამეტრი - ინფორმაციის მატარებელი - არის მატარებელი სიხშირე ω(t). მოდულირებული რადიო სიგნალს აქვს ფორმა:
| s(t)= Acos(ω(t)t +φ 0)= Acos(ω c t +ω d c(t)t +φ 0)= | ||
| Acos(ω c t +φ 0) cos(ω d c(t)t) − Asin(ω c t+φ 0)sin(ω d c(t)t), | ||
სადაც ω c არის სიგნალის მუდმივი ცენტრალური სიხშირე, ω d არის სიხშირის გადახრა (ცვლა), c(t) არის საინფორმაციო სიგნალი, φ 0 არის საწყისი ფაზა.
თუ საინფორმაციო სიგნალს აქვს 2 შესაძლო მნიშვნელობა, ხდება ბინარული სიხშირის მოდულაცია (FSK - FrequencyShiftKeying). საინფორმაციო სიგნალი (4) არის პოლარული, ე.ი. იღებს მნიშვნელობებს (-1,1), სადაც -1 შეესაბამება ორიგინალური (არაპოლარული) საინფორმაციო სიგნალის მნიშვნელობას 0 და 1 ერთს. ამრიგად, ორობითი სიხშირის მოდულაციასთან ერთად, ორიგინალური საინფორმაციო სიგნალის მნიშვნელობების ნაკრები (0,1) ასოცირდება მოდულირებული რადიოსიგნალის სიხშირის მნიშვნელობებთან (ω c −ω d, ω c + ω დ). FSK სიგნალის ტიპი ნაჩვენებია ნახ. 1.11.
ბრინჯი. 16. FSK სიგნალი: ა – საინფორმაციო შეტყობინება; ბ- მოდულაციური სიგნალი; გ – HF რხევის მოდულაცია
(4)-დან FSK მოდულატორის პირდაპირი განხორციელება შემდეგია: სიგნალებს I(t) და Q(t) აქვთ ფორმა: I (t) = Acos(ω d c(t)t), Q(t) = Asin( ω d c(t )t) . ვინაიდან ფუნქციები sin და cos იღებენ მნიშვნელობებს [-1..1] ინტერვალში, FSK სიგნალის სიგნალის თანავარსკვლავედი არის წრე A რადიუსით.
კვადრატული ფაზის მოდულაცია QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) არის ოთხდონიანი ფაზის მოდულაცია (M = 4), რომელშიც RF რხევის ფაზას შეუძლია მიიღოს ოთხი განსხვავებული მნიშვნელობა, ნაბიჯის ტოლი.
π/2. თითოეული |
ფაზის ღირებულება |
მოდულირებული სიგნალი |
|||
შეიცავს ორ ბიტ ინფორმაციას. Იმიტომ რომ |
აბსოლუტური |
||||
ფაზის მნიშვნელობები |
არ აქვს მნიშვნელობა, მოდით ავირჩიოთ |
||||
± π 4, ± 3 π 4. |
მიმოწერა |
ღირებულებები |
|||
მოდულირებული სიგნალი ± π 4, ± 3 π 4 |
და გადაეცა |
||||
ინფორმაციის მიმდევრობის 00, 01, 10, 11 დიბიტები დაყენებულია გრეის კოდით (იხ. სურ. 3.13) ან სხვა ალგორითმით. აშკარაა, რომ მოდულატორული სიგნალის მნიშვნელობები QPSK მოდულაციით იცვლება ნახევრად ხშირად, როგორც BPSK მოდულაციასთან ერთად (ინფორმაციის გადაცემის იგივე სიჩქარით).
რთული კონვერტი g(t) QPSK მოდულაციით
არის ფსევდო შემთხვევითი პოლარული ბაზისური სიგნალი, რომლის კვადრატული კომპონენტები, შესაბამისად
(3.41), აიღეთ რიცხვითი მნიშვნელობები ± 1 2. სადაც
რთული კონვერტის თითოეული სიმბოლოს ხანგრძლივობა ორჯერ მეტია, ვიდრე სიმბოლოები ორიგინალური ციფრული მოდულატორული სიგნალით. როგორც ცნობილია, მრავალდონიანი სიგნალის სიმძლავრის სპექტრული სიმკვრივე ემთხვევა ორობითი სიგნალის სიმძლავრის სპექტრულ სიმკვრივეს
M = 4 და შესაბამისად T s = 2T b. შესაბამისად, QPSK სიგნალის სიმძლავრის სპექტრული სიმკვრივე (ამისთვის
დადებითი სიხშირეები) (3.28) განტოლების საფუძველზე განისაზღვრება გამოსახულებით:
P(f) = K × ( |
ცოდვა 2 |
||||
p×(f - f |
)×2×ტ |
||||
(3.51) განტოლებიდან გამომდინარეობს, რომ QPSK სიგნალის სიმძლავრის სპექტრულ სიმკვრივეში პირველ ნულებს შორის მანძილი უდრის D f = 1 T b, რაც ორჯერ ნაკლებია
BPSK მოდულაციისთვის. სხვა სიტყვებით რომ ვთქვათ, კვადრატული QPSK მოდულაციის სპექტრული ეფექტურობა ორჯერ მეტია, ვიდრე ბინარული ფაზის მოდულაციის BPSK.
cos(ωc t) |
||||||
განმავითარებელი |
||||||
w(t) |
შემქმნელი |
|||||
კვადრატურა |
შემკრები |
|||||
კომპონენტი |
||||||
მე(ტ) |
sin (ωc t ) |
|||||
განმავითარებელი |
||||||
სურ.3.15. კვადრატული მოდულატორი QPSK სიგნალი
კვადრატული QPSK მოდულატორის ფუნქციური დიაგრამა ნაჩვენებია ნახ. 3.15. კოდის გადამყვანი იღებს ციფრულ სიგნალს R სიჩქარით. კოდის გადამყვანი ქმნის კომპლექსის კვადრატულ კომპონენტებს
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
კონვერტი 3.2 ცხრილის შესაბამისად ორიგინალზე ორჯერ დაბალი სიჩქარით. ფორმირების ფილტრები უზრუნველყოფს მოდულაციური (და შესაბამისად მოდულირებული) სიგნალის მოცემულ სიხშირის ზოლს. გადამზიდავი სიხშირის კვადრატული კომპონენტები მიეწოდება RF მულტიპლიკატორებს სიხშირის სინთეზატორის სქემიდან. დამამატებლის გამოსავალზე არის QPSK მოდულირებული სიგნალი s (t) in
(3.40) შესაბამისად.
ცხრილი 3.2
QPSK სიგნალის გენერირება
cos[θk] |
|||||||||||||||
ცოდვა[θk] |
|||||||||||||||
კომპონენტი |
|||||||||||||||
I-კომპონენტი |
|||||||||||||||
QPSK სიგნალი, ისევე როგორც BPSK სიგნალი, არ შეიცავს გადამზიდავ სიხშირეს მის სპექტრში და მისი მიღება შესაძლებელია მხოლოდ თანმიმდევრული დეტექტორის გამოყენებით, რომელიც წარმოადგენს მოდულატორის მიკროსქემის სარკის სურათს და
s(t) |
||||||
cos(ωc t) |
||||||
აღდგენა |
||||||
ციფრული |
||||||
sin (ωc t ) |
||||||
მე(ტ)
სურ.3.16. კვადრატული დემოდულატორი QPSK სიგნალი
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
ნაჩვენებია ნახ. 3.16.
3.3.4. დიფერენციალური ორობითი ფაზის მოდულაცია DBPSK
მოდულირებული სიგნალის სპექტრში გადამზიდავი სიხშირის ფუნდამენტური არარსებობა ზოგიერთ შემთხვევაში იწვევს დემოდულატორის გაუმართლებელ გართულებას მიმღებში. QPSK და BPSK სიგნალების მიღება შესაძლებელია მხოლოდ თანმიმდევრული დეტექტორით, რომლის განსახორციელებლად აუცილებელია ან სიგნალთან ერთად საცნობარო სიხშირის გადაცემა, ან მიმღებში სპეციალური გადამზიდველის აღდგენის სქემის დანერგვა. დეტექტორის მიკროსქემის მნიშვნელოვანი გამარტივება მიიღწევა მაშინ, როდესაც ფაზური მოდულაცია განხორციელდება დიფერენციალური ფორმით DBPSK (დიფერენციალური ორობითი ფაზის ცვლის გასაღები).
დიფერენციალური კოდირების იდეა არის არა ინფორმაციის სიმბოლოს აბსოლუტური მნიშვნელობის გადმოცემა, არამედ მისი ცვლილება (ან არ შეცვლა) წინა მნიშვნელობასთან შედარებით. სხვა სიტყვებით რომ ვთქვათ, ყოველი მომდევნო გადაცემული სიმბოლო შეიცავს ინფორმაციას წინა სიმბოლოს შესახებ. ამრიგად, დემოდულაციის დროს ორიგინალური ინფორმაციის ამოსაღებად, საცნობარო სიგნალად შესაძლებელია გამოვიყენოთ არა აბსოლუტური, არამედ ფარდობითი მნიშვნელობის გადამზიდავი სიხშირის მოდულირებული პარამეტრი. დიფერენციალური ორობითი კოდირების ალგორითმი აღწერილია შემდეგი ფორმულით:
dk = |
m k Å d k −1 |
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
სადაც (m k) არის ორიგინალური ორობითი მიმდევრობა; (დკ)-
შედეგად მიღებული ორობითი თანმიმდევრობა; Å არის 2-ის დამატების მოდულის სიმბოლო.
დიფერენციალური კოდირების მაგალითი ნაჩვენებია ცხრილში 3.3.
ცხრილი 3.3 |
||||||||||
ბინარის დიფერენციალური კოდირება |
||||||||||
ციფრული სიგნალი |
||||||||||
(დ კ |
||||||||||
(დ კ |
||||||||||
ტექნიკის დიფერენციალური კოდირება ხორციელდება სიგნალის დაყოვნების მიკროსქემის სახით დროის ინტერვალით, რომელიც ტოლია ერთი სიმბოლოს ხანგრძლივობის ორობითი ინფორმაციის მიმდევრობაში და მოდულო 2 დამატების წრეში (ნახ. 3.17).
ლოგიკური წრე |
|||||
dk = |
|||||
m k Å d k −1 |
|||||
დაგვიანების ხაზი
სურათი 3.17. დიფერენციალური DBPSK სიგნალის შიფრატორი
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
დიფერენციალური არათანმიმდევრული დეტექტორი DBPSK სიგნალის შუალედურ სიხშირეზე ნაჩვენებია ნახ. 3.18.
დეტექტორი აყოვნებს მიღებულ პულსს ერთი სიმბოლოს ინტერვალით და შემდეგ ამრავლებს მიღებულ და დაგვიანებულ სიმბოლოებს:
s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .
ფილტრაციის შემდეგ დაბალი გამტარი ფილტრის გამოყენებით ან შესაბამისი
აშკარაა, რომ არც რთული კონვერტის დროითი ფორმა და არც დიფერენციალური DBPSK სიგნალის სპექტრული შემადგენლობა არ განსხვავდება ჩვეულებრივი BPSK სიგნალისგან.
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
3.3.5. დიფერენციალური კვადრატული ფაზის მოდულაცია π/4 DQPSK
π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) მოდულაცია არის დიფერენციალური ფაზის მოდულაციის ფორმა, რომელიც სპეციალურად შექმნილია ოთხდონიანი QPSK სიგნალებისთვის. ამ ტიპის მოდულაციის სიგნალი შეიძლება დემოდულირებული იყოს არათანმიმდევრული დეტექტორით, როგორც ეს ტიპიურია DBPSK მოდულაციის სიგნალებისთვის.
განსხვავება დიფერენციალურ კოდირებას π/4 DQPSK მოდულაციასა და დიფერენციალურ კოდირებას შორის DBPSK მოდულაციაში არის ის, რომ ფარდობითი ცვლილება არ გადაიცემა მოდულატორულ ციფრულ სიმბოლოში, არამედ მოდულირებულ პარამეტრში, ამ შემთხვევაში ფაზაში. მოდულირებული სიგნალის წარმოქმნის ალგორითმი ახსნილია ცხრილში 3.4.
ცხრილი 3.4
სიგნალის გენერირების ალგორითმი π/4 DQPSK
ინფორმაცია |
|||||
ny dibit |
|||||
მატება |
ϕ = π 4 |
ϕ = 3 π 4 |
ϕ = −3 π 4 |
ϕ = − π 4 |
|
ფაზის კუთხე |
|||||
Q-კომპონენტი |
Q = sin (θk ) = sin (θk − 1 + |
||||
I-კომპონენტი |
I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 + |
||||
თავდაპირველი ინფორმაციის თანმიმდევრობის თითოეული დიბიტი დაკავშირებულია გადამზიდავი სიხშირის ფაზის ზრდასთან. ფაზის კუთხის ზრდა არის π/4-ის ჯერადი. შესაბამისად, აბსოლუტური ფაზის კუთხე θ k შეიძლება მიიღოს რვა განსხვავებული მნიშვნელობა ნამატებით
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
π/4 და რთული კონვერტის თითოეული კვადრატული კომპონენტი არის ხუთი შესაძლო მნიშვნელობიდან ერთ-ერთი:
0, ±1 2, ±1. გადამზიდავი სიხშირის ერთი ფაზიდან მეორეზე გადასვლა შეიძლება აღწერილი იყოს ნახ. 3.13-ის მდგომარეობის დიაგრამის გამოყენებით M = 8-ისთვის გადამზიდი სიხშირის ფაზის აბსოლუტური მნიშვნელობის მონაცვლეობით არჩევით ოთხი პოზიციიდან.
π/4 DQPSK მოდულატორის ბლოკ-სქემა ნაჩვენებია ნახ. 3.19. ორიგინალური ორობითი ციფრული მოდულაციური სიგნალი შედის კოდის ფაზის გადამყვანში. გადამყვანში, სიგნალის ერთი სიმბოლოს ინტერვალით დაყოვნების შემდეგ, განისაზღვრება მიმდინარე დიბიტის მნიშვნელობა და გადამზიდავი სიხშირის შესაბამისი ფაზის ზრდა φ k. ეს
ფაზის ზრდა მიეწოდება რთული კონვერტის კვადრატული I Q კომპონენტების კალკულატორებს (ცხრილი 3.3). გასვლა
I Q კალკულატორი ხუთ დონისაა
ციფრული სიგნალი ორჯერ პულსის ხანგრძლივობით |
||||||||||
Q = cos(θk –1 + Δφ) |
ფორმირების ფილტრი |
|||||||||
cos(ωc t) |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
კვირა (ტ) |
||||||||||
კონვერტორი |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
sin (ωc t ) |
||||||||||
I = sin (θk –1 + Δφ) |
ფორმირების ფილტრი |
|||||||||
სურ.3.19. π/4 DQPSK მოდულატორის ფუნქციური დიაგრამა |
||||||||||
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
აღემატება ორიგინალური ორობითი ციფრული სიგნალის პულსის ხანგრძლივობას. შემდეგი, გადის რთული კონვერტის I (t), Q (t) კომპონენტები
ფორმირების ფილტრი და მიეწოდება მაღალი სიხშირის მულტიპლიკატორებს მაღალი სიხშირის სიგნალის კვადრატული კომპონენტების შესაქმნელად. მაღალი სიხშირის დამმატებლის გამოსავალზე არის სრულად ჩამოყალიბებული
π/4 DQPSK სიგნალი.
π/4 DQPSK სიგნალის დემოდულატორი (ნახ. 3.20) შექმნილია მოდულატორული სიგნალის კვადრატული კომპონენტების გამოსავლენად და აქვს DBPSK სიგნალის დემოდულატორის სტრუქტურის მსგავსი სტრუქტურა. შეყვანის RF სიგნალი r (t) = cos (ω c t + θ k) შუალედური სიხშირეზე
rI(t)
r(t)
დაყოვნება τ = T s
w(t) გადაწყვეტილების მოწყობილობა
ფაზის ცვლა Δφ = π/2
rQ(t)
სურ.3.20. დემოდულატორი π/4 DQPSK სიგნალი შუალედურ სიხშირეზე
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
მიდის დაყოვნების მიკროსქემის და RF მულტიპლიკატორების შეყვანაზე. თითოეული მულტიპლიკატორის გამომავალ სიგნალს (მაღალი სიხშირის კომპონენტების ამოღების შემდეგ) აქვს ფორმა:
r I (t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + q k −1) = cos(Df k); |
||
r Q (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + q k −1) = sin(Df k). |
||
ამომხსნელი აანალიზებს ბაზისური სიგნალებს თითოეული დაბალი გამტარი ფილტრის გამოსავალზე. განისაზღვრება ფაზის კუთხის ნამატის ნიშანი და სიდიდე და, შესაბამისად, მიღებული დიბიტის მნიშვნელობა. დემოდულატორის აპარატურის დანერგვა შუალედურ სიხშირეზე (იხ. ნახ. 3.20) არ არის ადვილი ამოცანა მაღალი სიხშირის დაყოვნების მიკროსქემის სიზუსტისა და სტაბილურობის მაღალი მოთხოვნების გამო. π/4 DQPSK სიგნალის დემოდულატორის მიკროსქემის უფრო გავრცელებული ვერსია მოდულირებული სიგნალის პირდაპირი გადაცემით საბაზისო დიაპაზონში, როგორც ნაჩვენებია ნახ. 3.21.
r(t) |
r11 (t) |
rQ(t) |
|||||||||
τ = T s |
|||||||||||
cos (ωc t + γ) |
r1 (t) |
r12 (t) |
rI(t) |
||||||||
r21 (t) |
|||||||||||
sin (ωc t + γ) |
|
r2 (t) |
|
r22 (t) |
|
τ = T s |
|
სურ.3.21. დემოდულატორი π/4 QPSK სიგნალი საბაზისო დიაპაზონში
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
მოდულირებული სიგნალის პირდაპირი გადაცემა საბაზისო დიაპაზონში საშუალებას გაძლევთ სრულად განახორციელოთ
მოდულირებული რხევის სპექტრის გადატანა საბაზისო დიაპაზონში. საცნობარო სიგნალები, რომლებიც ასევე მიეწოდება RF მულტიპლიკატორების შეყვანას, არ არის ჩაკეტილი მოდულირებული რხევის გადამზიდავი სიხშირით. შედეგად, დაბალგამტარი ფილტრების გამოსავალზე საბაზისო სიგნალებს აქვთ თვითნებური ფაზის ცვლა, რომელიც ითვლება მუდმივი სიმბოლოების ინტერვალის დროს:
(t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + g) = cos(q k - g); |
|||
r 2 (t) = cos(w c t + q k) × sin (w c t + g) = sin (q k - g), |
|||
სადაც γ არის ფაზური ცვლა მიღებულ და საცნობარო სიგნალებს შორის.
დემოდულირებული საბაზისო სიგნალები მიეწოდება ორ დაყოვნებულ წრეს და ოთხ საბაზისო ზოლის მულტიპლიკატორს, რომელთა გამოსავალზე ხდება შემდეგი სიგნალები:
r 11 (t) = cos(q k - g) × cos(q k −1 - g); |
|
r 22 (t) = sin(q k - g) × sin (q k −1 - g); |
|
r 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g); |
r 21 (t) = sin(q k - g) × cos(q k −1 - g).
მულტიპლიკატორების გამომავალი სიგნალების შეჯამების შედეგად აღმოიფხვრება თვითნებური ფაზის ცვლა γ, ტოვებს მხოლოდ ინფორმაციას გადამზიდავი სიხშირის Δφ ფაზის კუთხის ზრდის შესახებ:
Dj k);
r I (t) = r 12 (t) + r 21 (t) =
R 12 (t) = cos(q k - g) × sin (q k −1 - g) + r 21 (t) =
Sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).
დაყოვნების წრედის დანერგვა საბაზისო დიაპაზონში და
დემოდულირებული სიგნალის შემდგომი ციფრული დამუშავება მნიშვნელოვნად ზრდის მიკროსქემის სტაბილურობას და ინფორმაციის მიღების საიმედოობას.
3.3.6. კვადრატული ფაზის ცვლის მოდულაცია
OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) არის QPSK-ის განსაკუთრებული შემთხვევა. QPSK სიგნალის გადამზიდავი სიხშირის გარსი თეორიულად მუდმივია. თუმცა, როდესაც მოდულაციური სიგნალის სიხშირის დიაპაზონი შეზღუდულია, ფაზა-მოდულირებული სიგნალის ამპლიტუდის მუდმივობის თვისება იკარგება. BPSK ან QPSK მოდულაციით სიგნალების გადაცემისას, ფაზის ცვლილება სიმბოლოთა ინტერვალზე შეიძლება იყოს π ან p2. Ინტუიციურად
ნათელია, რომ რაც უფრო დიდია მყისიერი ნახტომი გადამზიდავ ფაზაში, მით უფრო დიდია თანმხლები AM, რომელიც ხდება სიგნალის სპექტრის შეზღუდული დროს. ფაქტობრივად, რაც უფრო დიდია სიგნალის ამპლიტუდის მყისიერი ცვლილების სიდიდე მისი ფაზის ცვლილებისას, მით მეტია სპექტრის ჰარმონიკის სიდიდე, რომელიც შეესაბამება ამ დროის ნახტომს. სხვა სიტყვებით რომ ვთქვათ, როდესაც სიგნალის სპექტრი შეზღუდულია
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
მიღებული შიდა AM-ის სიდიდე პროპორციული იქნება მატარებლის სიხშირეში მყისიერი ფაზის ნახტომის სიდიდისა.
QPSK სიგნალში შეგიძლიათ შეზღუდოთ გადამზიდავი ფაზის მაქსიმალური ნახტომი, თუ იყენებთ T b-ის დროის ცვლას Q და I არხებს შორის, ე.ი. შეიყვანეთ ელემენტი
T b მნიშვნელობის დაყოვნება Q ან I არხში. გამოყენება
დროის ცვლა გამოიწვევს იმ ფაქტს, რომ სრული აუცილებელი ფაზის ცვლილება მოხდება ორ ეტაპად: პირველი, ერთი არხის მდგომარეობა იცვლება (ან არ იცვლება), შემდეგ მეორე. ნახაზი 3.22 გვიჩვენებს Q (t) და I (t) პულსების მოდულაციის თანმიმდევრობას
კვადრატული არხები ჩვეულებრივი QPSK მოდულაციისთვის.
Q(t)
მე(ტ) |
||||||||||||||||
I (t– Tb) |
||||||||||||||||
2ც |
||||||||||||||||
სურ.3.22. სიგნალების მოდულირება I/Q არხებში QPSK-ით
და OQPSK მოდულაცია
თითოეული პულსის ხანგრძლივობაა T s = 2 T b. მატარებლის ფაზის ცვლილება I ან Q-ში ნებისმიერი სიმბოლოს შეცვლისას
PDF შექმნილია FinePrint pdfFactory Pro საცდელი ვერსიით http://www.fineprint.com
5. მოდულაციის ტიპების მიმოხილვა
გადამცემი ჰარმონიული რხევის (მისი ერთი ან რამდენიმე პარამეტრის) გარდაქმნას გადაცემული ინფორმაციის თანმიმდევრობის ცვლილების კანონის შესაბამისად ეწოდება მოდულაცია. ციფრული სიგნალების ანალოგური ფორმით გადაცემისას ისინი მოქმედებენ მანიპულირების კონცეფციით.
მოდულაციის მეთოდი მნიშვნელოვან როლს ასრულებს ინფორმაციის გადაცემის მაქსიმალური სიჩქარის მიღწევაში არასწორი მიღების მოცემული ალბათობით. გადამცემი სისტემის მაქსიმალური შესაძლებლობები შეიძლება შეფასდეს ცნობილი შენონის ფორმულის გამოყენებით, რომელიც განსაზღვრავს უწყვეტი არხის C სიმძლავრის დამოკიდებულებას თეთრი გაუსის ხმაურით გამოყენებული სიხშირის F დიაპაზონზე და სიგნალისა და ხმაურის სიმძლავრეების თანაფარდობაზე Pc/ ფშ.
სადაც PC არის საშუალო სიგნალის სიმძლავრე;
PSh არის საშუალო ხმაურის სიმძლავრე სიხშირის დიაპაზონში.
გამტარუნარიანობა განისაზღვრება, როგორც ინფორმაციის გადაცემის ფაქტიური სიჩქარის V. ზედა ზღვარი. ზემოაღნიშნული გამოხატულება საშუალებას გვაძლევს ვიპოვოთ გადაცემის სიჩქარის მაქსიმალური მნიშვნელობა, რომელიც შეიძლება მიღწეული იყოს გაუსის არხში მოცემული მნიშვნელობებით: სიხშირის დიაპაზონის სიგანე, რომელშიც გადაცემა ხდება (DF) და სიგნალი-ხმაურის თანაფარდობა (PC/RSH).
ბიტის არასწორად მიღების ალბათობა კონკრეტულ გადამცემ სისტემაში განისაზღვრება PC/РШ თანაფარდობით. შენონის ფორმულიდან გამომდინარეობს, რომ გადაცემის სპეციფიკური სიჩქარის V/DF ზრდა მოითხოვს ენერგიის ხარჯების (PC) ზრდას ბიტზე. გადაცემის სპეციფიკური სიჩქარის დამოკიდებულება სიგნალ-ხმაურის თანაფარდობაზე ნაჩვენებია ნახ. 5.1.
სურათი 5.1 - გადაცემის სპეციფიკური სიჩქარის დამოკიდებულება სიგნალ-ხმაურის თანაფარდობაზე
ნებისმიერი გადამცემი სისტემა შეიძლება აღიწეროს ფიგურაში ნაჩვენები მრუდის ქვემოთ მოცემული წერტილით (რეგიონი B). ამ მრუდს ხშირად უწოდებენ საზღვარს ან შენონის ზღვარს. B ზონის ნებისმიერი წერტილისთვის შესაძლებელია შეიქმნას საკომუნიკაციო სისტემა, რომლის არასწორი მიღების ალბათობა შეიძლება იყოს საჭიროებისამებრ მცირე.
მონაცემთა გადაცემის თანამედროვე სისტემები მოითხოვს, რომ გამოუცნობი შეცდომის ალბათობა არ იყოს 10-4...10-7-ზე მეტი.
თანამედროვე ციფრული კომუნიკაციების ტექნოლოგიაში ყველაზე გავრცელებულია სიხშირის მოდულაცია (FSK), ფარდობითი ფაზის მოდულაცია (DPSK), კვადრატული ფაზის მოდულაცია (QPSK), ოფსეტური ფაზის მოდულაცია (ოფსეტი), მოხსენიებული როგორც O-QPSK ან SQPSK, კვადრატული ამპლიტუდის მოდულაცია ( QAM).
სიხშირის მოდულაციით, ინფორმაციის თანმიმდევრობის "0" და "1" მნიშვნელობები შეესაბამება ანალოგური სიგნალის გარკვეულ სიხშირეებს მუდმივი ამპლიტუდით. სიხშირის მოდულაცია ძალიან მდგრადია ხმაურის მიმართ, მაგრამ სიხშირის მოდულაცია ხარჯავს საკომუნიკაციო არხის სიჩქარეს. ამიტომ, ამ ტიპის მოდულაცია გამოიყენება დაბალი სიჩქარის პროტოკოლებში, რომლებიც საშუალებას აძლევს კომუნიკაციას არხებზე დაბალი სიგნალი-ხმაურის თანაფარდობით.
ფარდობითი ფაზის მოდულაციისას, საინფორმაციო ელემენტის მნიშვნელობიდან გამომდინარე, იცვლება მხოლოდ სიგნალის ფაზა, ხოლო ამპლიტუდა და სიხშირე უცვლელი რჩება. უფრო მეტიც, თითოეული ინფორმაციის ბიტი დაკავშირებულია არა ფაზის აბსოლუტურ მნიშვნელობასთან, არამედ მის ცვლილებასთან წინა მნიშვნელობასთან შედარებით.
უფრო ხშირად, ოთხფაზიანი DPSK, ან ორმაგი DPSK, გამოიყენება ოთხი სიგნალის გადაცემის საფუძველზე, რომელთაგან თითოეული ატარებს ინფორმაციას ორიგინალური ორობითი მიმდევრობის ორი ბიტის (დიბიტის) შესახებ. როგორც წესი, გამოიყენება ფაზის ორი ნაკრები: დიბიტის მნიშვნელობიდან გამომდინარე (00, 01, 10 ან 11), სიგნალის ფაზა შეიძლება შეიცვალოს 0°, 90°, 180°, 270° ან 45°, 135°, 225 °, 315° შესაბამისად. ამ შემთხვევაში, თუ კოდირებული ბიტების რაოდენობა სამზე მეტია (8 ფაზის ბრუნვის პოზიცია), DPSK-ის ხმაურის იმუნიტეტი მკვეთრად მცირდება. ამ მიზეზით, DPSK არ გამოიყენება მონაცემთა მაღალსიჩქარიანი გადაცემისთვის.
4-პოზიციური ან კვადრატული ფაზის მოდულაციის მოდემები გამოიყენება სისტემებში, სადაც BPSK გადამცემი მოწყობილობების თეორიული სპექტრული ეფექტურობა (1 ბიტი/(ს·ჰც)) არასაკმარისია ხელმისაწვდომი გამტარუნარიანობისთვის. BPSK სისტემებში გამოყენებული დემოდულაციის სხვადასხვა ტექნიკა ასევე გამოიყენება QPSK სისტემებში. გარდა ორობითი მოდულაციის მეთოდების პირდაპირი გაფართოებისა QPSK-ის შემთხვევაში, ასევე გამოიყენება 4-პოზიციური მოდულაცია ცვლასთან (ოფსეტურით). QPSK და BPSK-ის ზოგიერთი სახეობა მოცემულია ცხრილში. 5.1.
კვადრატული ამპლიტუდის მოდულაციით იცვლება სიგნალის ფაზაც და ამპლიტუდაც, რაც საშუალებას გაძლევთ გაზარდოთ კოდირებული ბიტების რაოდენობა და ამავდროულად მნიშვნელოვნად გააუმჯობესოთ ხმაურის იმუნიტეტი. ამჟამად გამოიყენება მოდულაციის მეთოდები, რომლებშიც ერთ ბაუდის ინტერვალში დაშიფრული ინფორმაციის ბიტების რაოდენობამ შეიძლება მიაღწიოს 8...9-ს, ხოლო სიგნალის პოზიციების რაოდენობამ სიგნალის სივრცეში შეიძლება მიაღწიოს 256...512-ს.
ცხრილი 5.1 – QPSK და BPSK-ის ტიპები
| ორობითი PSK | ოთხპოზიციიანი PSK | Მოკლე აღწერა |
| BPSK | QPSK | ჩვეულებრივი თანმიმდევრული BPSK და QPSK |
| DEBPSK | DEQPSK | ჩვეულებრივი თანმიმდევრული BPSK და QPSK შედარებით კოდირებით და SVN |
| DBSK | DQPSK | QPSK ავტოკორელაციის დემოდულაციით (EHV გარეშე) |
| FBPSK | BPSK ან QPSK დაპატენტებული Feer პროცესორით, რომელიც შესაფერისია არაწრფივი გამაძლიერებელი სისტემებისთვის QPSK ცვლით (ოფსეტური) QPSK ცვლის და ფარდობითი კოდირებით QPSK shift და Feer-ის დაპატენტებული პროცესორებით QPSK ფარდობითი კოდირებით და ფაზის ცვლა p/4-ით |
სიგნალების კვადრატული წარმოდგენა არის მოსახერხებელი და საკმაოდ უნივერსალური საშუალება მათი აღწერისთვის. კვადრატული წარმოდგენა არის ვიბრაციის გამოხატვა, როგორც ორი ორთოგონალური კომპონენტის წრფივი კომბინაცია - სინუსი და კოსინუსი:
S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)
სადაც x(t) და y(t) არის ბიპოლარული დისკრეტული სიდიდეები.
ასეთი დისკრეტული მოდულაცია (მანიპულირება) ტარდება ორ არხზე ერთმანეთზე 90°-ით გადაადგილებულ მატარებლებზე, ე.ი. მდებარეობს კვადრატში (აქედან გამომდინარეობს წარმოდგენის და სიგნალის წარმოქმნის მეთოდის სახელწოდება).
QPSK სიგნალების წარმოქმნის მაგალითით ავხსნათ კვადრატული წრედის მოქმედება (ნახ. 5.2).
სურათი 5.2 - კვადრატული მოდულატორის წრე
T ხანგრძლივობის ორობითი სიმბოლოების თავდაპირველი თანმიმდევრობა Shift რეგისტრის გამოყენებით იყოფა კენტ Y იმპულსებად, რომლებიც მიეწოდება კვადრატულ არხს (coswt) და ლუწი X პულსებად, რომლებიც მიეწოდება შიდაფაზურ არხს (sinwt). იმპულსების ორივე თანმიმდევრობა მიდის შესაბამისი მანიპულირებადი იმპულსების ფორმირატორების შესასვლელებში, რომელთა გამოსავალზე იქმნება ბიპოლარული იმპულსების x(t) და y(t) თანმიმდევრობები.
მანიპულირების პულსებს აქვთ ამპლიტუდა და ხანგრძლივობა 2T. იმპულსები x(t) და y(t) მიდის არხის მულტიპლიკატორების შესასვლელებში, რომელთა გამოსავალზე წარმოიქმნება ორფაზიანი ფაზა-მოდულირებული რხევები. შეჯამების შემდეგ ისინი ქმნიან QPSK სიგნალს.
სიგნალის აღწერისთვის ზემოაღნიშნული გამოთქმა ხასიათდება არხებში მრავალდონიანი მანიპულირების იმპულსების x(t), y(t) ურთიერთდამოუკიდებლობით, ე.ი. ერთ არხში ერთი დონე შეიძლება შეესაბამებოდეს ერთი ან ნულის დონეს მეორე არხში. შედეგად, კვადრატული წრედის გამომავალი სიგნალი იცვლება არა მხოლოდ ფაზაში, არამედ ამპლიტუდაშიც. ვინაიდან ამპლიტუდის მანიპულირება ხორციელდება თითოეულ არხში, ამ ტიპის მოდულაციას უწოდებენ ამპლიტუდის კვადრატულ მოდულაციას.
გეომეტრიული ინტერპრეტაციის გამოყენებით, თითოეული QAM სიგნალი შეიძლება წარმოდგენილი იყოს როგორც ვექტორი სიგნალის სივრცეში.
ვექტორების მხოლოდ ბოლოების მონიშვნით, QAM სიგნალებისთვის ვიღებთ გამოსახულებას სიგნალის წერტილის სახით, რომლის კოორდინატები განისაზღვრება x(t) და y(t) მნიშვნელობებით. სასიგნალო წერტილების ნაკრები ქმნის ე.წ.
ნახ. 5.3 გვიჩვენებს მოდულატორის ბლოკ დიაგრამას და ნახ. 5.4 - სიგნალის თანავარსკვლავედი იმ შემთხვევისთვის, როდესაც x(t) და y(t) იღებენ მნიშვნელობებს ±1, ±3 (QAM-4).
სურათი 5.4 - QAM-4 სიგნალის დიაგრამა
მნიშვნელობები ±1, ±3 განსაზღვრავს მოდულაციის დონეს და ხასიათდება შედარებითი. თანავარსკვლავედი შეიცავს 16 სიგნალის წერტილს, რომელთაგან თითოეული შეესაბამება ოთხ გადაცემული ინფორმაციის ბიტს.
±1, ±3, ±5 დონეების კომბინაციამ შეიძლება შექმნას 36 სასიგნალო წერტილის თანავარსკვლავედი. თუმცა, მათგან ITU-T პროტოკოლები იყენებენ მხოლოდ 16 წერტილს, რომლებიც თანაბრად ნაწილდება სიგნალის სივრცეში.
QAM-4-ის პრაქტიკულად განხორციელების რამდენიმე გზა არსებობს, რომელთაგან ყველაზე გავრცელებულია ეგრეთ წოდებული სუპერპოზიციის მოდულაციის მეთოდი (SPM). სქემა, რომელიც ახორციელებს ამ მეთოდს, იყენებს ორ იდენტურ QPSK-ს (ნახ. 5.5).
QAM-ის მისაღებად იგივე ტექნიკის გამოყენებით შეგიძლიათ მიიღოთ QAM-32-ის პრაქტიკული განხორციელების დიაგრამა (ნახ. 5.6).
სურათი 5.5 - QAM-16 მოდულატორის წრე
სურათი 5.6 - QAM-32 მოდულატორის წრე
QAM-64, QAM-128 და QAM-256 მიღება ხდება იმავე გზით. ამ მოდულაციების მიღების სქემები არ არის მოცემული მათი რთული ხასიათის გამო.
კომუნიკაციის თეორიიდან ცნობილია, რომ სიგნალის თანავარსკვლავედის წერტილების თანაბარი რაოდენობით, QAM და QPSK სისტემების ხმაურის იმუნიტეტი განსხვავებულია. სიგნალის წერტილების დიდი რაოდენობით, QAM სპექტრი იდენტურია QPSK სიგნალების სპექტრისა. ამასთან, QAM სიგნალებს აქვთ უკეთესი შესრულება, ვიდრე QPSK სისტემებს. ამის მთავარი მიზეზი ის არის, რომ QPSK სისტემაში სიგნალის წერტილებს შორის მანძილი უფრო მცირეა ვიდრე QAM სისტემაში სიგნალის წერტილებს შორის მანძილი.
ნახ. სურათი 5.7 გვიჩვენებს QAM-16 და QPSK-16 სისტემების სიგნალის თანავარსკვლავედებს იგივე სიგნალის სიძლიერით. მანძილი d სიგნალის თანავარსკვლავედის მიმდებარე წერტილებს შორის QAM სისტემაში L მოდულაციის დონეებით განისაზღვრება გამოხატულებით:
(5.3)
ანალოგიურად QPSK-სთვის:
(5.4)
სადაც M არის ფაზების რაოდენობა.
ზემოაღნიშნული გამონათქვამებიდან გამომდინარეობს, რომ M-ის მნიშვნელობის და იგივე სიმძლავრის დონის ზრდით, QAM სისტემები სასურველია QPSK სისტემებზე. მაგალითად, M=16 (L = 4) dQAM = 0.47 და dQPSK = 0.396 და M=32 (L = 6) dQAM = 0.28, dQPSK = 0.174.
ამრიგად, შეგვიძლია ვთქვათ, რომ QAM ბევრად უფრო ეფექტურია QPSK-სთან შედარებით, რაც საშუალებას იძლევა გამოიყენოთ უფრო მრავალ დონის მოდულაცია იგივე სიგნალი-ხმაურის თანაფარდობით. აქედან გამომდინარე, შეგვიძლია დავასკვნათ, რომ QAM მახასიათებლები ყველაზე ახლოს იქნება შენონის საზღვართან (ნახ. 5.8), სადაც: 1 – შენონის საზღვარი, 2 – QAM, 3 – M–პოზიცია ARC, 4 – M–პოზიცია PSK.
სურათი 5.8 - სხვადასხვა მოდულაციის სპექტრული ეფექტურობის დამოკიდებულება C/N-ზე
ზოგადად, ხაზოვანი მომატების M-პოზიციის QAM სისტემებს, როგორიცაა 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, აქვთ სპექტრული ეფექტურობა უფრო მაღალი ვიდრე ხაზოვანი მომატება QPSK, რომელსაც აქვს ეფექტურობის თეორიული ზღვარი 2 ბიტი/(s∙Hz).
QAM-ის ერთ-ერთი დამახასიათებელი მახასიათებელია ზოლის გარეთ სიმძლავრის დაბალი მნიშვნელობები (ნახ. 5.9).
სურათი 5.9 – QAM-64-ის ენერგეტიკული სპექტრი
მრავალპოზიციური QAM-ის სუფთა სახით გამოყენება დაკავშირებულია ხმაურის არასაკმარისი იმუნიტეტის პრობლემასთან. ამიტომ, ყველა თანამედროვე მაღალსიჩქარიან პროტოკოლში, QAM გამოიყენება ტრილის კოდირებასთან (TCM) ერთად. TCM სიგნალის თანავარსკვლავედი შეიცავს უფრო მეტ სიგნალის წერტილს (სიგნალის პოზიციებს), ვიდრე საჭიროა მოდულაციისთვის ტრილის კოდირების გარეშე. მაგალითად, 16-ბიტიანი QAM გარდაიქმნება ტრილის კოდირებულ 32-QAM თანავარსკვლავედად. თანავარსკვლავედის დამატებითი წერტილები უზრუნველყოფს სიგნალის სიჭარბეს და შეიძლება გამოყენებულ იქნას შეცდომის აღმოსაჩენად და გამოსასწორებლად. კონვოლუციური კოდირება, კომბინირებული TCM-თან, აჩენს დამოკიდებულებას თანმიმდევრულ სიგნალის წერტილებს შორის. შედეგი იყო მოდულაციის ახალი ტექნიკა, სახელწოდებით Trellis modulation. სპეციფიკური QAM ხმაურის რეზისტენტული კოდის ერთობლიობას, რომელიც შერჩეულია გარკვეული გზით, ეწოდება სიგნალის კოდის სტრუქტურას (SCC). SCM-ები შესაძლებელს ხდის ინფორმაციის გადაცემის ხმაურის იმუნიტეტის გაზრდას არხში სიგნალ-ხმაურის თანაფარდობის მოთხოვნების 3 - 6 დბ-ით შემცირებასთან ერთად. დემოდულაციის პროცესში მიღებული სიგნალის დეკოდირება ხდება ვიტერბის ალგორითმის გამოყენებით. სწორედ ეს ალგორითმი, დანერგილი ზედმეტობისა და მიღების პროცესის ისტორიის ცოდნის გამოყენებით, საშუალებას იძლევა, მაქსიმალური ალბათობის კრიტერიუმის გამოყენებით, აირჩიოთ ყველაზე საიმედო საცნობარო წერტილი სიგნალის სივრციდან.
QAM-256-ის გამოყენება საშუალებას გაძლევთ გადასცეთ 8 სიგნალის მდგომარეობა, ანუ 8 ბიტი, 1 ბაუდში. ეს საშუალებას გაძლევთ მნიშვნელოვნად გაზარდოთ მონაცემთა გადაცემის სიჩქარე. ასე რომ, გადაცემის დიაპაზონის სიგანე Df = 45 kHz (როგორც ჩვენს შემთხვევაში), 1 baud, ანუ 8 ბიტი, შეიძლება გადაიცეს დროის ინტერვალში 1/Df. მაშინ გადაცემის მაქსიმალური სიჩქარე ამ სიხშირის დიაპაზონში იქნება
ვინაიდან ამ სისტემაში გადაცემა ხორციელდება ორი სიხშირის დიაპაზონში ერთი და იგივე სიგანით, ამ სისტემის გადაცემის მაქსიმალური სიჩქარე იქნება 720 კბიტი/წმ.
ვინაიდან გადაცემული ბიტების ნაკადი შეიცავს არა მხოლოდ ინფორმაციის ბიტებს, არამედ სერვისის ბიტებსაც, ინფორმაციის სიჩქარე დამოკიდებული იქნება გადაცემული ჩარჩოების სტრუქტურაზე. ამ მონაცემთა გადაცემის სისტემაში გამოყენებული ფრეიმები ყალიბდება Ethernet და V.42 პროტოკოლების საფუძველზე და აქვთ მაქსიმალური სიგრძე K=1518 ბიტი, აქედან KS=64 არის სერვისის ბიტი. მაშინ ინფორმაციის გადაცემის სიჩქარე დამოკიდებული იქნება ინფორმაციის ბიტებისა და სერვისის ბიტების თანაფარდობაზე
ეს სიჩქარე აღემატება ტექნიკურ მახასიათებლებში მითითებულ სიჩქარეს. აქედან გამომდინარე, შეგვიძლია დავასკვნათ, რომ არჩეული მოდულაციის მეთოდი აკმაყოფილებს ტექნიკურ მახასიათებლებში დადგენილ მოთხოვნებს.
ვინაიდან ამ სისტემაში გადაცემა ხორციელდება ერთდროულად ორი სიხშირის დიაპაზონში, ის მოითხოვს ორი მოდულატორის ორგანიზებას, რომლებიც მუშაობენ პარალელურად. მაგრამ გასათვალისწინებელია, რომ შესაძლებელია სისტემამ გადავიდეს ძირითადი სიხშირის დიაპაზონებიდან სარეზერვოზე. აქედან გამომდინარე, საჭიროა ოთხივე გადამზიდი სიხშირის გენერირება და კონტროლი. სიხშირის სინთეზატორი, რომელიც შექმნილია გადამზიდავი სიხშირეების გენერირებისთვის, შედგება საცნობარო სიგნალის გენერატორისგან, გამყოფებისგან და მაღალი ხარისხის ფილტრებისგან. კვარცის კვადრატული პულსის გენერატორი მოქმედებს როგორც საცნობარო სიგნალის გენერატორი (ნახ. 5.10).
სურათი 5.10 - გენერატორი კვარცის სტაბილიზაციით
ინფორმაციული უსაფრთხოების მდგომარეობის შესაფასებლად; - შეხვედრის მონაწილეთა შენობაში წვდომის მართვა; - შეხვედრის დროს გამოყოფილი ოთახისა და მიმდებარე გარემოს მონიტორინგის ორგანიზება. 2. შეხვედრის დროს აკუსტიკური ინფორმაციის დაცვის უზრუნველსაყოფად ძირითადი საშუალებებია: - სხვადასხვა ხმაურის გენერატორების დაყენება, ოთახის მონიტორინგი...
იყენებთ კომპიუტერული ბეჭდვის ტექნოლოგიებს? 10. აღწერეთ რუსეთის ფედერაციის სისხლის სამართლის კოდექსის 28-ე თავით „დანაშაულები კომპიუტერული ინფორმაციის სფეროში“ გათვალისწინებული დანაშაულებრივი ქმედებები. ნაწილი 2. დანაშაულთან ბრძოლა კომპიუტერული ინფორმაციის სფეროში თავი 5. დანაშაულის კონტროლი მაღალი ტექნოლოგიების სფეროში 5.1 კონტროლი კომპიუტერულ დანაშაულზე რუსეთში კონტროლის ზომები...
LickSec > რადიო კომუნიკაცია
ოთხი პოზიციის ფაზური ცვლა გასაღებები (QPSK)
კომუნიკაციის თეორიიდან ცნობილია, რომ ორობითი ფაზის მოდულაცია BPSK-ს აქვს ხმაურის ყველაზე მაღალი იმუნიტეტი. თუმცა, ზოგიერთ შემთხვევაში, საკომუნიკაციო არხის ხმაურის იმუნიტეტის შემცირებით, შესაძლებელია მისი გამტარუნარიანობის გაზრდა. უფრო მეტიც, ხმაურის რეზისტენტული კოდირების გამოყენებით, მობილური საკომუნიკაციო სისტემით დაფარული ზონა შეიძლება უფრო ზუსტად დაიგეგმოს.
ოთხი პოზიციის ფაზის მოდულაცია იყენებს ოთხი გადამზიდავი ფაზის მნიშვნელობას. ამ შემთხვევაში (25) გამოხატულებით აღწერილი სიგნალის ფაზა y(t) უნდა მიიღოს ოთხი მნიშვნელობა: 0°, 90°, 180° და 270°. თუმცა, სხვა ფაზის მნიშვნელობები უფრო ხშირად გამოიყენება: 45°, 135°, 225° და 315°. კვადრატული ფაზის მოდულაციის ამ ტიპის წარმოდგენა ნაჩვენებია ნახაზ 1-ში.
იგივე ფიგურა გვიჩვენებს ბიტის მნიშვნელობებს, რომლებიც გადმოცემულია თითოეული გადამზიდავი ფაზის მდგომარეობით. თითოეული სახელმწიფო ერთდროულად გადასცემს ორ ბიტს სასარგებლო ინფორმაციას. ამ შემთხვევაში, ბიტების შიგთავსი შეირჩევა ისე, რომ მიღების შეცდომის გამო გადამზიდავი ფაზის მიმდებარე მდგომარეობაში გადასვლამ გამოიწვიოს არაუმეტეს ერთი ბიტის შეცდომა.
როგორც წესი, კვადრატული მოდულატორი გამოიყენება QPSK მოდულაციის სიგნალის შესაქმნელად. კვადრატული მოდულატორის განსახორციელებლად დაგჭირდებათ ორი მულტიპლიკატორი და შემკრები. მულტიპლიკატორის შეყვანები შეიძლება მიეწოდოს შეყვანის ბიტების ნაკადებს პირდაპირ NRZ კოდში. ასეთი მოდულატორის ბლოკ-სქემა ნაჩვენებია სურათზე 2.
ვინაიდან ამ ტიპის მოდულაციისას შეყვანის ბიტების ნაკადის ორი ბიტი ერთდროულად გადაიცემა ერთი სიმბოლოს ინტერვალის განმავლობაში, ამ ტიპის მოდულაციის სიმბოლური სიჩქარე არის 2 ბიტი სიმბოლოზე. ეს ნიშნავს, რომ მოდულატორის დანერგვისას, შეყვანის ნაკადი უნდა დაიყოს ორ კომპონენტად - I-ფაზა კომპონენტი და კვადრატული კომპონენტი Q. შემდგომი ბლოკები უნდა იყოს სინქრონიზებული სიმბოლური სიჩქარით.
ამ განხორციელებით, მოდულატორის გამოსავალზე სიგნალის სპექტრი შეუზღუდავია და მისი სავარაუდო ფორმა ნაჩვენებია სურათზე 3.
სურათი 3. QPSK სიგნალის სპექტრი, რომელიც მოდულირებულია NRZ სიგნალით.
ბუნებრივია, ეს სიგნალი შეიძლება შეიზღუდოს სპექტრში ზოლიანი ფილტრის გამოყენებით, რომელიც შედის მოდულატორის გამოსავალზე, მაგრამ ეს არასდროს კეთდება. Nyquist ფილტრი ბევრად უფრო ეფექტურია. Nyquist ფილტრის გამოყენებით აგებული QPSK სიგნალის კვადრატული მოდულატორის ბლოკ-სქემა ნაჩვენებია სურათზე 4.
სურათი 4. QPSK მოდულატორის ბლოკ-სქემა Nyquist ფილტრის გამოყენებით
Nyquist-ის ფილტრის დანერგვა შესაძლებელია მხოლოდ ციფრული ტექნოლოგიის გამოყენებით, ასე რომ, 17-ზე ნაჩვენები წრეში, ციფრული ანალოგური გადამყვანი (DAC) არის მოწოდებული კვადრატული მოდულატორის წინ. Nyquist ფილტრის მუშაობის თავისებურება ის არის, რომ საცნობარო წერტილებს შორის ინტერვალებში არ უნდა იყოს სიგნალი მის შეყვანაზე, ამიტომ მის შესასვლელში არის პულსის ფორმირება, რომელიც გამოსცემს სიგნალს მის გამოსავალზე მხოლოდ საცნობარო წერტილების დროს. დანარჩენ დროს მის გამომავალზე არის ნულოვანი სიგნალი.
Nyquist ფილტრის გამოსავალზე გადაცემული ციფრული სიგნალის ფორმის მაგალითი ნაჩვენებია სურათზე 5.
სურათი 5. მაგალითი Q სიგნალის დროის დიაგრამა ოთხი პოზიციის QPSK ფაზის მოდულაციისთვის
ვინაიდან Nyquist-ის ფილტრი გამოიყენება გადამცემ მოწყობილობაში რადიოსიგნალის სპექტრის შესამცირებლად, სიგნალში არ არის სიმბოლური დამახინჯება მხოლოდ სიგნალის წერტილებში. ეს აშკარად ჩანს Q სიგნალის თვალის დიაგრამიდან, რომელიც ნაჩვენებია ნახაზ 6-ში.
სიგნალის სპექტრის შევიწროების გარდა, Nyquist ფილტრის გამოყენება იწვევს გენერირებული სიგნალის ამპლიტუდის ცვლილებას. სიგნალის საცნობარო წერტილებს შორის ინტერვალებში, ამპლიტუდა შეიძლება გაიზარდოს ნომინალურ მნიშვნელობასთან მიმართებაში ან შემცირდეს თითქმის ნულამდე.
იმისათვის, რომ თვალყური ადევნოთ ცვლილებებს QPSK სიგნალის ამპლიტუდაში და მის ფაზაში, უმჯობესია გამოიყენოთ ვექტორული დიაგრამა. 5 და 6 სურათებში ნაჩვენები იგივე სიგნალის ფაზორული დიაგრამა ნაჩვენებია სურათზე 7.
სურათი 7 QPSK სიგნალის ვექტორული დიაგრამა a = 0.6
QPSK სიგნალის ამპლიტუდის ცვლილება ასევე ჩანს QPSK სიგნალის ოსცილოგრამაზე მოდულატორის გამომავალზე. 6 და 7 სურათებზე ნაჩვენები სიგნალის დროის დიაგრამის ყველაზე დამახასიათებელი მონაკვეთი ნაჩვენებია სურათზე 8. ამ ფიგურაში აშკარად ჩანს მოდულირებული სიგნალის მატარებლის ამპლიტუდის ორივე დაცემა და მისი მნიშვნელობის ზრდა ნომინალურ დონესთან შედარებით.
სურათი 8. QPSK სიგნალის დროის დიაგრამა a = 0.6
სიგნალები 5 ... 8 სურათზე ნაჩვენებია Nyquist ფილტრის გამოყენების შემთხვევაში დამრგვალების ფაქტორით a = 0.6. Nyquist-ის ფილტრის გამოყენებისას ამ კოეფიციენტის უფრო დაბალი მნიშვნელობით, Nyquist-ის ფილტრის იმპულსური პასუხის გვერდითი წილების გავლენა ექნება უფრო ძლიერ ეფექტს და 6 და 7 ნახატებში აშკარად ხილული ოთხი სიგნალის ბილიკი გაერთიანდება ერთ უწყვეტ ზონაში. . გარდა ამისა, სიგნალის ამპლიტუდის ტალღები გაიზრდება ნომინალურ მნიშვნელობასთან შედარებით.
სურათი 9 – QPSK სიგნალის სპექტროგრამა a = 0.6
სიგნალის ამპლიტუდის მოდულაციის არსებობა იწვევს იმ ფაქტს, რომ საკომუნიკაციო სისტემებში, რომლებიც იყენებენ ამ ტიპის მოდულაციას, აუცილებელია გამოიყენოს უაღრესად ხაზოვანი დენის გამაძლიერებელი. სამწუხაროდ, ასეთ დენის გამაძლიერებლებს აქვთ დაბალი ეფექტურობა.
სიხშირის მოდულაცია მინიმალური სიხშირის მანძილით MSK საშუალებას გაძლევთ შეამციროთ სიხშირის გამტარობა, რომელიც დაკავებულია ციფრული რადიოსიგნალით ეთერში. თუმცა, ამ ტიპის მოდულაციაც კი არ აკმაყოფილებს თანამედროვე მობილური რადიო სისტემების ყველა მოთხოვნას. როგორც წესი, რადიო გადამცემში MSK სიგნალი იფილტრება ჩვეულებრივი ფილტრით. სწორედ ამიტომ გამოჩნდა სხვა ტიპის მოდულაცია რადიო სიხშირეების კიდევ უფრო ვიწრო სპექტრით ეთერში.
პერსპექტიული მოდულაციის მეთოდები ფართოზოლოვანი მონაცემთა გადაცემის სისტემებში
დღეს კომუნიკაციის სპეციალისტებს იდუმალი ფრაზა Spread Spectrum აღარ გააკვირვებს. ფართოზოლოვანი (და ეს იმალება ამ სიტყვების მიღმა) მონაცემთა გადაცემის სისტემები ერთმანეთისგან განსხვავდება მონაცემთა გადაცემის მეთოდით და სიჩქარით, მოდულაციის ტიპით, გადაცემის დიაპაზონით, სერვისის შესაძლებლობებით და ა.შ. ეს სტატია ცდილობს ფართოზოლოვანი სისტემების კლასიფიკაციას. მათში გამოყენებული მოდულაცია.
ძირითადი დებულებები
ფართოზოლოვანი მონაცემთა გადაცემის სისტემები (BDSTS) პროტოკოლების თვალსაზრისით ექვემდებარება ერთიან IEEE 802.11 სტანდარტს, ხოლო რადიოსიხშირულ ნაწილში - FCC (აშშ ფედერალური კომუნიკაციების კომისია) ერთიან წესებს. თუმცა ისინი ერთმანეთისგან განსხვავდებიან მონაცემთა გადაცემის მეთოდით და სიჩქარით, მოდულაციის ტიპით, გადაცემის დიაპაზონით, სერვისის შესაძლებლობებით და ა.შ.
ყველა ეს მახასიათებელი მნიშვნელოვანია ფართოზოლოვანი აქსესუარის (პოტენციური მყიდველის მიერ) და ელემენტის ბაზის არჩევისას (დეველოპერი, საკომუნიკაციო სისტემების მწარმოებელი). ამ მიმოხილვაში, მცდელობა ხდება ფართოზოლოვანი ქსელების კლასიფიკაცია ტექნიკურ ლიტერატურაში ყველაზე ნაკლებად დაფარული მახასიათებლის, კერძოდ მათი მოდულაციის საფუძველზე.
სხვადასხვა ტიპის დამატებითი მოდულაციების გამოყენებით, რომლებიც გამოიყენება ფაზურ (BPSK) და კვადრატულ ფაზურ მოდულაციასთან (QPSK) ერთად, ინფორმაციის სიჩქარის გასაზრდელად ფართოზოლოვანი სიგნალების გადაცემისას 2.4 გჰც დიაპაზონში, ინფორმაციის გადაცემის სიჩქარის მიღწევა შესაძლებელია 11 მბიტ/წმ-მდე. FCC-ის მიერ ამ დიაპაზონში მუშაობისთვის დაწესებული შეზღუდვების გათვალისწინებით. მას შემდეგ, რაც მოსალოდნელია ფართოზოლოვანი სიგნალების გადაცემა სპექტრის ლიცენზიის მოპოვების გარეშე, სიგნალების მახასიათებლები შეზღუდულია ურთიერთჩარევის შესამცირებლად.
მოდულაციის ეს ტიპები არის M-ary ორთოგონალური მოდულაციის (MOK), პულსის ფაზის მოდულაციის (PPM), კვადრატული ამპლიტუდის მოდულაციის (QAM) სხვადასხვა ფორმები. ფართოზოლოვანი ასევე მოიცავს სიგნალებს, რომლებიც მიიღება რამდენიმე პარალელური არხის ერთდროული მუშაობით, გამოყოფილი სიხშირით (FDMA) და/ან დროით (TDMA). კონკრეტული პირობებიდან გამომდინარე, შეირჩევა მოდულაციის ერთი ან სხვა ტიპი.
მოდულაციის ტიპის შერჩევა
ნებისმიერი საკომუნიკაციო სისტემის მთავარი ამოცანაა ინფორმაციის გადაცემა შეტყობინების წყაროდან მომხმარებლამდე ყველაზე ეკონომიური გზით. აქედან გამომდინარე, არჩეულია მოდულაციის ტიპი, რომელიც ამცირებს ჩარევისა და დამახინჯების ეფექტს, რითაც მიიღწევა ინფორმაციის მაქსიმალური სიჩქარე და შეცდომის მინიმალური მაჩვენებელი. განსახილველი მოდულაციის ტიპები შეირჩა რამდენიმე კრიტერიუმის მიხედვით: წინააღმდეგობა მრავალმხრივი გამრავლების მიმართ; ჩარევა; ხელმისაწვდომი არხების რაოდენობა; დენის გამაძლიერებლის წრფივობის მოთხოვნები; გადაცემის მიღწევადი დიაპაზონი და განხორციელების სირთულე.
DSSS მოდულაცია
ამ მიმოხილვაში წარმოდგენილი მოდულაციის ტიპების უმეტესობა დაფუძნებულია პირდაპირი მიმდევრობის ფართოზოლოვანი სიგნალებზე (DSSS), კლასიკურ ფართოზოლოვან სიგნალებზე. DSSS-ის მქონე სისტემებში, სიგნალის სპექტრის რამდენჯერმე გაფართოება შესაძლებელს ხდის სიგნალის სპექტრული სიმძლავრის სიმკვრივის შემცირებას იმავე რაოდენობით. სპექტრის გავრცელება, როგორც წესი, მიიღწევა შედარებით ვიწროზოლიანი მონაცემთა სიგნალის ფართოზოლოვანი გავრცელების სიგნალის გამრავლებით. გამავრცელებელ სიგნალს ან გამავრცელებელ კოდს ხშირად უწოდებენ ხმაურის მსგავს კოდს, ან PN (ფსევდონოიზის) კოდს. აღწერილი სპექტრის გაფართოების პრინციპი ნაჩვენებია ნახ. 1.
ბიტის პერიოდი - ინფორმაციის ბიტის პერიოდი
ჩიპის პერიოდი - ჩიპების თვალთვალის პერიოდი
მონაცემთა სიგნალი - მონაცემები
PN-კოდი - ხმაურის მსგავსი კოდი
კოდირებული სიგნალი - ფართოზოლოვანი სიგნალი
DSSS/MOK მოდულაცია
ფართოზოლოვანი პირდაპირი მიმდევრობის სიგნალები M-ary ორთოგონალური მოდულაციით (ან მოკლედ MOK მოდულაცია) ცნობილია დიდი ხნის განმავლობაში, მაგრამ საკმაოდ რთულია ანალოგურ კომპონენტებზე დანერგვა. ციფრული მიკროსქემების გამოყენებით, დღეს შესაძლებელია ამ მოდულაციის უნიკალური თვისებების გამოყენება.
MOK-ის ვარიაციაა M-ary ბიორთოგონალური მოდულაცია (MBOK). ინფორმაციის სიჩქარის ზრდა მიიღწევა რამდენიმე ორთოგონალური PN კოდის ერთდროულად გამოყენებით, ჩიპის გამეორების იგივე სიჩქარისა და სპექტრის ფორმის შენარჩუნებით. MBOK მოდულაცია ეფექტურად იყენებს სპექტრის ენერგიას, ანუ მას აქვს გადაცემის სიჩქარის საკმაოდ მაღალი თანაფარდობა სიგნალის ენერგიასთან. ის მდგრადია ჩარევისა და მრავალმხრივი გამრავლების მიმართ.
ნახ. MBOK მოდულაციის სქემის 2 QPSK-თან ერთად, ჩანს, რომ PN კოდი შერჩეულია M-ორთოგონალური ვექტორებიდან საკონტროლო მონაცემთა ბაიტის შესაბამისად. ვინაიდან I და Q არხები ორთოგონალურია, მათი ერთდროულად MBOK დაწერა შესაძლებელია. ბიორთოგონალურ მოდულაციაში ასევე გამოიყენება ინვერსიული ვექტორები, რაც იძლევა ინფორმაციის სიჩქარის გაზრდის საშუალებას. ჭეშმარიტად ორთოგონალური უოლშის ვექტორების ყველაზე ფართოდ გამოყენებული ნაკრები, ვექტორული განზომილებით, რომელიც იყოფა 2-ზე. ამრიგად, ვოლშის ვექტორების სისტემის გამოყენება ვექტორული განზომილებით 8 და QPSK, როგორც PN კოდები, გამეორების სიჩქარით 11 მეგაჩიპი წამში სრული შესაბამისობით. IEEE 802.11 სტანდარტით შესაძლებელია არხის სიმბოლოზე 8 ბიტის გადაცემა, რის შედეგადაც არხის სიჩქარე წამში 1,375 მეგასიმბოლოა და ინფორმაციის სიჩქარე 11 მბიტი/წმ.
მოდულაცია საკმაოდ მარტივს ხდის ერთობლივი მუშაობის ორგანიზებას ფართოზოლოვანი სისტემებთან, რომლებიც მუშაობენ ჩიპების სტანდარტული სიჩქარით და იყენებენ მხოლოდ QPSK-ს. ამ შემთხვევაში, ჩარჩოს სათაური გადაიცემა 8-ჯერ დაბალი სიჩქარით (თითოეულ კონკრეტულ შემთხვევაში), რაც საშუალებას აძლევს უფრო ნელ სისტემას სწორად აღიქვას ეს სათაური. შემდეგ მონაცემთა გადაცემის სიჩქარე იზრდება.
1. შეიტანეთ მონაცემები
2. სკრამბლერი
3. მულტიპლექსერი 1:8
4. აირჩიეთ უოლშის 8 ფუნქციიდან ერთ-ერთი
5. აირჩიეთ უოლშის 8 ფუნქციიდან ერთ-ერთი
6. I-არხის გამომავალი
7. Q-არხის გამომავალი
თეორიულად, MBOK-ს აქვს ოდნავ დაბალი შეცდომის მაჩვენებელი (BER) BPSK-თან შედარებით იგივე Eb/N0 თანაფარდობისთვის (მისი კოდირების თვისებების გამო), რაც მას ყველაზე ენერგოეფექტურ მოდულაციად აქცევს. BPSK-ში თითოეული ბიტი მუშავდება მეორისგან დამოუკიდებლად, MBOK-ში სიმბოლო აღიარებულია. თუ ის არასწორად არის აღიარებული, ეს არ ნიშნავს, რომ ამ სიმბოლოს ყველა ბიტი არასწორად იქნა მიღებული. ამრიგად, მცდარი სიმბოლოს მიღების ალბათობა არ უდრის მცდარი ბიტის მიღების ალბათობას.
მოდულირებული სიგნალების MBOK სპექტრი შეესაბამება IEEE 802.11 სტანდარტში დადგენილს. ამჟამად, Aironet Wireless Communications, Inc. გთავაზობთ უსადენო ხიდებს Ethernet და Token Ring ქსელებისთვის DSSS/MBOK ტექნოლოგიის გამოყენებით და ინფორმაციის გადაცემას ჰაერში 4 მბიტ/წმ-მდე სიჩქარით.
მრავალმხრივი იმუნიტეტი დამოკიდებულია Eb/N0 თანაფარდობაზე და სიგნალის ფაზის დამახინჯებაზე. ფართოზოლოვანი MBOK სიგნალების გადაცემის რიცხვითი სიმულაციები, რომლებიც განხორციელდა Harris Semiconductor-ის ინჟინრების მიერ შენობების შიგნით, დაადასტურა, რომ ასეთი სიგნალები საკმაოდ მდგრადია ამ ჩარევის ფაქტორების მიმართ1. იხილეთ: Andren C. 11 MBps Modulation Techniques // Harris Semiconductor Newsletter. 05/05/98.
ნახ. ნახაზი 3 გვიჩვენებს მცდარი მონაცემთა ჩარჩოს (PER) მიღების ალბათობის გრაფიკებს მანძილის ფუნქციით 15 dB/MW გამოსხივებული სიგნალის სიმძლავრის დროს (5.5 Mbit/s - 20 dB/MW), მიღებული რიცხობრივი შედეგით. სიმულაცია, სხვადასხვა ინფორმაციის მონაცემთა სიჩქარისთვის.
სიმულაცია აჩვენებს, რომ Es/N0-ის მატებასთან ერთად, რომელიც საჭიროა სიმბოლოების საიმედო ამოცნობისთვის, PER მნიშვნელოვნად იზრდება ძლიერი სიგნალის ასახვის პირობებში. ამის აღმოსაფხვრელად შეიძლება გამოყენებულ იქნას მრავალჯერადი ანტენის კოორდინირებული მიღება. ნახ. სურათი 4 გვიჩვენებს ამ შემთხვევის შედეგებს. ოპტიმალური შესატყვისი მიღებისთვის, PER უდრის არაკოორდინირებული მიღების PER-ის კვადრატს. განხილვისას ნახ. 3 და 4, უნდა გვახსოვდეს, რომ PER=15%-ით ინფორმაციის სიჩქარის ფაქტობრივი დანაკარგი იქნება 30% წარუმატებელი პაკეტების ხელახალი გადაცემის საჭიროების გამო.
QPSK MBOK-თან ერთად გამოყენების წინაპირობაა თანმიმდევრული სიგნალის დამუშავება. პრაქტიკაში, ეს მიიღწევა ჩარჩოს პრეამბულისა და სათაურის მიღებით BPSK-ის გამოყენებით ფაზის უკუკავშირის ციკლის დასაყენებლად. თუმცა, ეს ყველაფერი, ისევე როგორც სერიული კორელატორების გამოყენება სიგნალის თანმიმდევრული დამუშავებისთვის, ზრდის დემოდულატორის სირთულეს.
CCSK მოდულაცია
ფართოზოლოვანი M-ary ორთოგონალური ციკლური კოდის თანმიმდევრობის (CCSK) სიგნალების დემოდულაცია უფრო ადვილია, ვიდრე MBOK, რადგან გამოიყენება მხოლოდ ერთი PN კოდი. ამ ტიპის მოდულაცია ხდება სიმბოლოში კორელაციის პიკის დროებითი ცვლილების გამო. ბარკერის კოდის სიგრძით 11 და სიჩქარით 1 მეგასიმბოლო წამში, შესაძლებელია მწვერვალის გადატანა რვა პოზიციიდან ერთ-ერთზე. დარჩენილი 3 პოზიცია არ იძლევა მათი გამოყენების საშუალებას ინფორმაციის სიჩქარის გასაზრდელად. ამ გზით, სამი საინფორმაციო ბიტი შეიძლება გადაიცეს თითო სიმბოლოზე. BPSK-ის დამატებით შეგიძლიათ გადასცეთ კიდევ ერთი საინფორმაციო ბიტი თითო სიმბოლოზე, ანუ ჯამში 4. შედეგად QPSK-ის გამოყენებით ვიღებთ 8 საინფორმაციო ბიტს თითო არხის სიმბოლოზე.
PPM-ისა და CCSK-ის მთავარი პრობლემა არის მგრძნობელობა მრავალმხრივი გავრცელების მიმართ, როდესაც სიგნალის ასახვას შორის შეფერხება აღემატება PN კოდის ხანგრძლივობას. აქედან გამომდინარე, ამ ტიპის მოდულაციები ძნელია გამოიყენოს შენობაში ასეთი ანარეკლებით. CCSK საკმაოდ მარტივია დემოდულაცია და მოითხოვს სირთულის მხოლოდ მცირე ზრდას ტრადიციული მოდულატორის/დემოდულატორის სქემისგან. CCSK სქემა მსგავსია MBOK მოდულაციის სქემისა QPSK-თან ერთად (იხ. ნახ. 2), მხოლოდ ბლოკის ნაცვლად 8 Walsh ფუნქციიდან ერთ-ერთის ასარჩევად არის სიტყვა ცვლის ბლოკი.
DSSS/PPM მოდულაცია
ფართოზოლოვანი პირდაპირი თანმიმდევრობის იმპულსური ფაზის მოდულირებული სიგნალები (DSSS/PPM) არის სიგნალის ტიპი, რომელიც წარმოადგენს პირდაპირი მიმდევრობის გავრცელების სპექტრის სიგნალების შემდგომ განვითარებას.
პულსის ფაზის მოდულაციის იდეა ჩვეულებრივი ფართოზოლოვანი სიგნალებისთვის არის ის, რომ ინფორმაციის სიჩქარის ზრდა მიიღწევა თანმიმდევრული სიმბოლოების კორელაციის პიკებს შორის დროის ინტერვალის შეცვლით. მოდულაცია გამოიგონეს რაჯიევ კრიშნამურთიმ და ისრაელ ბარ-დევიდმა ნიდერლანდების Bell Labs-ში.
ამჟამინდელი მოდულაციის დანერგვა შესაძლებელს ხდის განსაზღვროს კორელაციური იმპულსების რვა დროის პოზიციები სიმბოლოთა ინტერვალში (PN მიმდევრობის ინტერვალის ფარგლებში). თუ ეს ტექნოლოგია დამოუკიდებლად გამოიყენება I- და Q- არხებზე DQPSK-ში, მაშინ მიიღება 64 (8x8) განსხვავებული საინფორმაციო მდგომარეობა. ფაზის მოდულაციის შერწყმით DQPSK მოდულაციასთან, რომელიც უზრუნველყოფს ორ განსხვავებულ მდგომარეობას I არხში და ორ განსხვავებულ მდგომარეობას Q არხში, მიიღება 256 (64x2x2) მდგომარეობა, რაც უდრის 8 საინფორმაციო ბიტს თითო სიმბოლოზე.
DSSS/QAM მოდულაცია
პირდაპირი მიმდევრობის კვადრატული ამპლიტუდის მოდულაციის (DSSS/QAM) ფართოზოლოვანი სიგნალები შეიძლება მივიჩნიოთ, როგორც კლასიკური ფართოზოლოვანი DQPSK მოდულირებული სიგნალები, რომლებშიც ინფორმაცია ასევე გადაიცემა ამპლიტუდის ცვლილების გზით. ორდონიანი ამპლიტუდის მოდულაციის და DQPSK გამოყენებით I არხში მიიღება 4 განსხვავებული მდგომარეობა და Q არხში 4 განსხვავებული მდგომარეობა. მოდულირებული სიგნალი ასევე შეიძლება დაექვემდებაროს იმპულსური ფაზის მოდულაციას, რაც გაზრდის ინფორმაციის სიჩქარეს.
DSSS/QAM-ის ერთ-ერთი შეზღუდვა ის არის, რომ ასეთი მოდულაციის მქონე სიგნალები საკმაოდ მგრძნობიარეა მრავალმხრივი გავრცელების მიმართ. ასევე, როგორც ფაზის, ასევე ამპლიტუდის მოდულაციის გამოყენების გამო, Eb/N0 თანაფარდობა იზრდება, რათა მივიღოთ იგივე BER მნიშვნელობა, როგორც MBOK-ისთვის.
დამახინჯებისადმი მგრძნობელობის შესამცირებლად, შეგიძლიათ გამოიყენოთ ექვალაიზერი. მაგრამ მისი გამოყენება არასასურველია ორი მიზეზის გამო.
პირველ რიგში, აუცილებელია გაიზარდოს სიმბოლოების თანმიმდევრობა, რომელიც არეგულირებს ექვალაიზერს, რაც თავის მხრივ ზრდის პრეამბულას სიგრძეს. მეორეც, ექვალაიზერის დამატება გაზრდის სისტემის მთლიან ღირებულებას.
დამატებითი კვადრატული მოდულაცია ასევე შეიძლება გამოყენებულ იქნას სისტემებში სიხშირის გადახრით. ამრიგად, WaveAccess-მა გამოუშვა მოდემი Jaguar-ის ბრენდით, რომელიც იყენებს Frequency Hopping ტექნოლოგიას, QPSK მოდულაციას 16QAM-თან ერთად. ამ შემთხვევაში ზოგადად მიღებული FSK სიხშირის მოდულაციისგან განსხვავებით, ეს საშუალებას იძლევა მონაცემთა გადაცემის რეალური სიჩქარე 2.2 მბიტ/წმ. WaveAccess-ის ინჟინრები თვლიან, რომ DSSS ტექნოლოგიის გამოყენება უფრო მაღალი სიჩქარით (10 მბიტ/წმ-მდე) არაპრაქტიკულია გადაცემის მოკლე დიაპაზონის გამო (არაუმეტეს 100 მ).
OCDM მოდულაცია
ფართოზოლოვანი სიგნალები, რომლებიც წარმოიქმნება მრავალჯერადი ორთოგონალური კოდის გაყოფის მულტიპლექსის (OCDM) სიგნალების მულტიპლექსირებით, იყენებს მრავალ ფართოზოლოვან არხს ერთდროულად იმავე სიხშირეზე.
არხები გამოყოფილია ორთოგონალური PN კოდების გამოყენებით. Sharp-მა გამოაცხადა ამ ტექნოლოგიის გამოყენებით აგებული 10 მეგაბიტიანი მოდემი. ფაქტობრივად, 16 არხი 16 ჩიპიანი ორთოგონალური კოდებით ერთდროულად გადაიცემა. BPSK გამოიყენება თითოეულ არხზე, შემდეგ არხები ჯამდება ანალოგური მეთოდით.
Data Mux - მონაცემთა შეყვანის მულტიპლექსერი
BPSK - ბლოკის ფაზის მოდულაცია
Spread - პირდაპირი მიმდევრობის გავრცელების სპექტრის ბლოკი
ჯამი - გამომავალი შემგროვებელი
OFDM მოდულაცია
ფართოზოლოვანი სიგნალები, მიღებული რამდენიმე ფართოზოლოვანი სიგნალის მულტიპლექსირებით ორთოგონალური სიხშირის გაყოფის მულტიპლექსით (OFDM), წარმოადგენს ფაზა-მოდულირებული სიგნალების ერთდროულ გადაცემას სხვადასხვა გადამზიდავ სიხშირეზე. მოდულაცია აღწერილია MIL-STD 188C-ში. მისი ერთ-ერთი უპირატესობა არის მაღალი წინააღმდეგობა სპექტრის ხარვეზების მიმართ, რომლებიც გამოწვეულია მრავალმხრივი შესუსტების შედეგად. ვიწრო ზოლის შესუსტებამ შეიძლება გამორიცხოს ერთი ან მეტი მატარებელი. საიმედო კავშირი უზრუნველყოფილია სიმბოლოს ენერგიის განაწილებით რამდენიმე სიხშირეზე.
ეს აჭარბებს მსგავსი QPSK სისტემის სპექტრულ ეფექტურობას 2,5-ჯერ. არსებობს მზა მიკროსქემები, რომლებიც ახორციელებენ OFDM მოდულაციას. კერძოდ, Motorola აწარმოებს MC92308 OFDM დემოდულატორს და MC92309 "front-end" OFDM ჩიპს. ტიპიური OFDM მოდულატორის დიაგრამა ნაჩვენებია ნახ. 6.
მონაცემთა mux - შეყვანის მონაცემთა მულტიპლექსერი
არხი - სიხშირის არხი
BPSK - ბლოკის ფაზის მოდულაცია
ჯამი - სიხშირის არხის დამამთვლელი
დასკვნა
შედარების ცხრილი გვიჩვენებს თითოეული ტიპის მოდულაციის რეიტინგებს სხვადასხვა კრიტერიუმების მიხედვით და საბოლოო რეიტინგი. უფრო დაბალი ქულა შეესაბამება უკეთეს ქულას. კვადრატული ამპლიტუდის მოდულაცია აღებულია მხოლოდ შედარებისთვის.
განხილვის დროს, გაუქმდა სხვადასხვა ტიპის მოდულაციები, რომლებსაც ჰქონდათ მიუღებელი შეფასების მნიშვნელობები სხვადასხვა ინდიკატორებისთვის. მაგალითად, ფართოზოლოვანი სიგნალები 16 პოზიციური ფაზის მოდულაცია (PSK) - ჩარევისადმი ცუდი წინააღმდეგობის გამო, ძალიან ფართოზოლოვანი სიგნალები - სიხშირის დიაპაზონის სიგრძეზე შეზღუდვისა და მინიმუმ სამი არხის არსებობის საჭიროების გამო. ახლომდებარე რადიო ქსელები.
ფართოზოლოვანი მოდულაციის განხილულ ტიპებს შორის ყველაზე საინტერესოა M-ary ბიორთოგონალური მოდულაცია - MBOK.
დასასრულს, მინდა აღვნიშნო მოდულაცია, რომელიც არ იყო შეტანილი ჰარის ნახევარგამტარული ინჟინრების მიერ ჩატარებული ექსპერიმენტების სერიაში. საუბარია გაფილტრულ QPSK მოდულაციაზე (Filtered Quadrature Phase Shift Keying - FQPSK). ეს მოდულაცია შეიმუშავა პროფესორმა კამილო ფეჰერმა კალიფორნიის უნივერსიტეტიდან და დააპატენტა Didcom, Inc-თან ერთად.
FQPSK-ის მისაღებად გადამცემში გამოიყენება სიგნალის სპექტრის არაწრფივი ფილტრაცია მიმღებში მისი შემდგომი აღდგენით. შედეგად, FQPSK სპექტრი იკავებს ფართობის დაახლოებით ნახევარს QPSK სპექტრთან შედარებით, ყველა სხვა პარამეტრი თანაბარია. გარდა ამისა, FQPSK-ის PER (პაკეტის შეცდომის მაჩვენებელი) 10-2-10-4-ით უკეთესია, ვიდრე GMSK. GSMK არის გაუსის სიხშირის მოდულაცია, რომელიც გამოიყენება განსაკუთრებით GSM ციფრული ფიჭური კომუნიკაციების სტანდარტში. ახალი მოდულაცია საკმარისად დაფასდა და გამოიყენა მათ პროდუქტებში ისეთი კომპანიების მიერ, როგორიცაა EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications და ასევე NASA.
შეუძლებელია ცალსახად იმის თქმა, თუ რა სახის მოდულაცია იქნება გამოყენებული ფართოზოლოვანი ქსელში 21-ე საუკუნეში. ყოველწლიურად მსოფლიოში ინფორმაციის რაოდენობა იზრდება, შესაბამისად, უფრო და უფრო მეტი ინფორმაცია გადაიცემა საკომუნიკაციო არხებით. ვინაიდან სიხშირის სპექტრი უნიკალური ბუნებრივი რესურსია, გადამცემი სისტემის მიერ გამოყენებული სპექტრის მოთხოვნები მუდმივად გაიზრდება. აქედან გამომდინარე, ყველაზე ეფექტური მოდულაციის მეთოდის არჩევანი ფართოზოლოვანი ქსელის შემუშავებისას კვლავ რჩება ერთ-ერთ ყველაზე მნიშვნელოვან საკითხად.