gdje su A i φ 0 konstante, ω je nosiva frekvencija.
Informacija je kodirana fazom φ(t) . Budući da tijekom koherentne demodulacije prijemnik ima rekonstruirani nositelj s C (t) = Acos(ωt +φ 0), tada se usporedbom signala (2) s nositeljem izračuna trenutni fazni pomak φ(t). Fazna promjena φ(t) je jedan-na-jedan povezana s informacijskim signalom c(t).
Binarna fazna modulacija (BPSK – BinaryPhaseShiftKeying)
Skup vrijednosti informacijskog signala (0,1) jedinstveno je dodijeljen skupu promjena faze (0, π). Kada se promijeni vrijednost informacijskog signala, faza radio signala se mijenja za 180º. Dakle, BPSK signal se može napisati kao
Stoga, s(t)=A⋅2(c(t)-1/2)cos(ωt + φ 0). Dakle, za implementaciju BPSK modulacije, dovoljno je pomnožiti nosivi signal s informacijskim signalom, koji ima mnogo vrijednosti (-1,1). Na izlazu modulatora osnovnog pojasa signali
I(t)= A⋅2(c(t)-1/2), Q(t)=0
Vremenski oblik signala i njegova konstelacija prikazani su na slici 3.
Riža. 12. Vremenski oblik i signalna konstelacija BPSK signala: a – digitalna poruka; b – modulirajući signal; c – modulirano VF osciliranje; G– konstelacija signala
Kvadraturna fazna modulacija (QPSK – QuadraturePhaseShiftKeying)
Kvadraturna fazna modulacija je četverostupanjska fazna modulacija (M=4), u kojoj faza visokofrekventne oscilacije može poprimiti 4 različite vrijednosti u koracima od π/2.
Odnos između faznog pomaka modulirane oscilacije iz skupa (±π / 4,±3π / 4) i skupa simbola digitalne poruke (00, 01, 10, 11) utvrđuje se u svakom konkretnom slučaju standardom za radio kanal i prikazuje se konstelacijom signala sličnoj slici 4. Strelice pokazuju moguće prijelaze iz jednog faznog stanja u drugo.
Riža. 13. QPSK modulacijska konstelacija
Sa slike je vidljivo da je podudarnost između vrijednosti simbola i faze signala uspostavljena na način da se na susjednim točkama konstelacije signala vrijednosti odgovarajućih simbola razlikuju samo u jednom malo. Prilikom odašiljanja u uvjetima buke, najvjerojatnija pogreška bit će određivanje faze susjedne konstelacijske točke. Kod ovog kodiranja, iako je došlo do pogreške u određivanju značenja simbola, to će odgovarati pogrešci u jednom (ne dva) bita informacije. Time se postiže smanjenje vjerojatnosti pogreške bita. Ova metoda kodiranja naziva se Gray code.
Fazna modulacija s više položaja (M-PSK)
M-PSK se formira, kao i druge višepozicijske modulacije, grupiranjem k = log 2 M bitova u simbole i uvođenjem korespondencije jedan na jedan između skupa vrijednosti simbola i skupa moduliranih vrijednosti faznog pomaka valnog oblika. Vrijednosti faznog pomaka iz skupa razlikuju se za isti iznos. Na primjer, slika 4 prikazuje konstelaciju signala za 8-PSK s Grayevim kodiranjem.
Riža. 14. Konstelacija signala modulacije 8-PSK
Amplitudno-fazne vrste modulacije (QAM)
Očito, za kodiranje prenesenih informacija, možete koristiti ne jedan parametar vala nositelja, već dva istovremeno.
Minimalna razina pogrešaka simbola postići će se ako je udaljenost između susjednih točaka u konstelaciji signala ista, tj. raspodjela točaka u konstelaciji bit će jednolika na ravnini. Stoga bi signalna konstelacija trebala imati rešetkasti izgled. Modulacija s ovom vrstom konstelacije signala naziva se kvadraturna amplitudna modulacija (QAM - Quadrature Amplitude Modulation).
QAM je modulacija s više položaja. Kada je M=4 odgovara QPSK, stoga se formalno smatra za QAM M ≥ 8 (budući da je broj bitova po simbolu k = log 2 M ,k∈N, tada M može uzeti samo vrijednosti potencije 2: 2, 4, 8, 16 itd.). Na primjer, slika 5 prikazuje konstelaciju 16-QAM signala s Grayevim kodiranjem.
Riža. 15. 16 –QAM modulacijska konstelacija
Frekvencijske vrste modulacije (FSK, MSK, M-FSK, GFSK, GMSK).
U slučaju frekvencijske modulacije, parametar nosive vibracije - nositelja informacije je nosiva frekvencija ω(t). Modulirani radio signal ima oblik:
| s(t)= Acos(ω(t)t +φ 0)= Acos(ω c t +ω d c(t)t +φ 0)= | ||
| Acos(ω c t +φ 0) cos(ω d c(t)t) − Asin(ω c t+φ 0)sin(ω d c(t)t), | ||
gdje je ω c konstantna središnja frekvencija signala, ω d devijacija (promjena) frekvencije, c(t) informacijski signal, φ 0 početna faza.
Ako informacijski signal ima 2 moguće vrijednosti, odvija se binarna frekvencijska modulacija (FSK - FrequencyShiftKeying). Informacijski signal u (4) je polaran, tj. uzima vrijednosti (-1,1), gdje -1 odgovara vrijednosti izvornog (nepolarnog) informacijskog signala 0, a 1 do jedan. Dakle, s binarnom frekvencijskom modulacijom, skup vrijednosti izvornog informacijskog signala (0,1) povezan je sa skupom vrijednosti frekvencije moduliranog radio signala (ω c −ω d,ω c + ω d). Tip FSK signala prikazan je na slici 1.11.
Riža. 16. FSK signal: a – informacijska poruka; b- modulirajući signal; c – modulacija VF oscilacije
Iz (4) slijedi izravna implementacija FSK modulatora: signali I(t) i Q(t) imaju oblik: I (t) = Acos(ω d c(t)t), Q(t) = Asin( ω d c(t )t) . Budući da funkcije sin i cos poprimaju vrijednosti u intervalu [-1..1], signalna konstelacija FSK signala je krug polumjera A.
Kvadraturna fazna modulacija QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) je fazna modulacija s četiri razine (M = 4), u kojoj faza RF oscilacije može poprimiti četiri različite vrijednosti s korakom jednakim
π/2. Svaki |
fazna vrijednost |
modulirani signal |
|||
sadrži dva bita informacija. Jer |
apsolutni |
||||
fazne vrijednosti |
nema veze, izaberimo |
||||
± π 4, ± 3 π 4. |
Dopisivanje |
vrijednosti |
|||
modulirani signal ± π 4, ± 3 π 4 |
i prenosio |
||||
Dibiti informacijskog niza 00, 01, 10, 11 postavljaju se Grayevim kodom (vidi sliku 3.13) ili nekim drugim algoritmom. Očito je da se vrijednosti modulirajućeg signala s QPSK modulacijom mijenjaju upola češće nego s BPSK modulacijom (pri istoj brzini prijenosa informacija).
Kompleksna ovojnica g(t) s QPSK modulacijom
je pseudoslučajni polarni signal osnovnog pojasa, čije kvadraturne komponente, prema
(3.41), uzeti numeričke vrijednosti ± 1 2 . pri čemu
Trajanje svakog simbola složene ovojnice dvostruko je dulje od trajanja simbola u izvornom digitalnom modulirajućem signalu. Kao što je poznato, spektralna gustoća snage višerazinskog signala podudara se sa spektralnom gustoćom snage binarnog signala na
M = 4 i stoga je T s = 2T b . Prema tome, spektralna gustoća snage QPSK signala (za
pozitivne frekvencije) na temelju jednadžbe (3.28) određuje se izrazom:
P(f) = K × ( |
grijeh 2 |
||||
p×(f - f |
)×2×T |
||||
Iz jednadžbe (3.51) slijedi da je udaljenost između prvih nula u spektralnoj gustoći snage QPSK signala jednaka D f = 1 T b, što je dva puta manje od
za BPSK modulaciju. Drugim riječima, spektralna učinkovitost kvadraturne QPSK modulacije dvostruko je veća od one binarne fazne modulacije BPSK.
cos(ωc t ) |
||||||
Formativno |
||||||
w(t) |
Oblikovatelj |
|||||
kvadratura |
Guja |
|||||
komponenta |
||||||
To) |
sin(ωc t ) |
|||||
Formativno |
||||||
sl.3.15. QPSK signal kvadraturnog modulatora
Funkcionalni dijagram kvadraturnog QPSK modulatora prikazan je na slici 3.15. Pretvarač koda prima digitalni signal brzinom R. Pretvarač kodova generira kvadraturne komponente kompleksa
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
omotnicu u skladu s tablicom 3.2 brzinom dva puta manjom od originalne. Filtri za oblikovanje daju zadani frekvencijski pojas moduliranog (i sukladno tome moduliranog) signala. Kvadraturne komponente nosive frekvencije dovode se RF množiteljima iz kruga sintetizatora frekvencije. Na izlazu zbrajala nalazi se QPSK modulirani signal s (t) in
u skladu s (3.40).
Tablica 3.2
Generiranje QPSK signala
cos[θk] |
|||||||||||||||
sin[θk] |
|||||||||||||||
komponenta |
|||||||||||||||
I-komponenta |
|||||||||||||||
QPSK signal, kao i BPSK signal, ne sadrži nosivu frekvenciju u svom spektru i može se primiti samo pomoću koherentnog detektora, koji je zrcalna slika kruga modulatora i
s(t) |
||||||
cos(ωc t ) |
||||||
oporavak |
||||||
digitalni |
||||||
sin(ωc t ) |
||||||
To)
Sl.3.16. Kvadraturni demodulator QPSK signala
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
prikazano na sl. 3.16.
3.3.4. Diferencijalna binarna fazna modulacija DBPSK
Temeljni nedostatak nosive frekvencije u spektru moduliranog signala u nekim slučajevima dovodi do neopravdanog kompliciranja demodulatora u prijemniku. QPSK i BPSK signale može primiti samo koherentni detektor, za čiju implementaciju je potrebno ili odašiljati referentnu frekvenciju zajedno sa signalom, ili implementirati poseban krug za oporavak nositelja u prijamniku. Značajno pojednostavljenje sklopa detektora postiže se kada se fazna modulacija implementira u diferencijalnom obliku DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).
Ideja diferencijalnog kodiranja nije prenijeti apsolutnu vrijednost informacijskog simbola, već njegovu promjenu (ili nepromjenu) u odnosu na prethodnu vrijednost. Drugim riječima, svaki sljedeći preneseni znak sadrži informaciju o prethodnom znaku. Dakle, za izdvajanje izvorne informacije tijekom demodulacije, moguće je koristiti ne apsolutnu, već relativnu vrijednost moduliranog parametra nosive frekvencije kao referentnog signala. Algoritam diferencijalnog binarnog kodiranja opisan je sljedećom formulom:
dk = |
m k Å d k −1 |
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
gdje je ( m k ) izvorni binarni niz; (dk)-
rezultirajući binarni niz; Å je simbol za zbrajanje po modulu 2.
Primjer diferencijalnog kodiranja prikazan je u tablici 3.3.
Tablica 3.3 |
||||||||||
Diferencijalno binarno kodiranje |
||||||||||
digitalni signal |
||||||||||
(d k |
||||||||||
(d k |
||||||||||
Hardversko diferencijalno kodiranje implementirano je u obliku kruga kašnjenja signala za vremenski interval koji je jednak trajanju jednog simbola u nizu binarnih informacija i kruga zbrajanja po modulu 2 (slika 3.17).
Logički sklop |
|||||
dk = |
|||||
m k Å d k −1 |
|||||
Linija kašnjenja
Slika 3.17. Koder diferencijalnog DBPSK signala
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
Diferencijalni nekoherentni detektor DBPSK signala na srednjoj frekvenciji prikazan je na slici 3.18.
Detektor odgađa primljeni impuls za jedan interval simbola, a zatim množi primljene i odgođene simbole:
s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .
Nakon filtriranja pomoću niskopropusnog filtra ili usklađenog
Očito je da se niti vremenski oblik kompleksne ovojnice niti spektralni sastav diferencijalnog DBPSK signala neće razlikovati od uobičajenog BPSK signala.
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
3.3.5. Diferencijalna kvadraturna fazna modulacija π/4 DQPSK
π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) modulacija je oblik diferencijalne fazne modulacije posebno dizajniran za QPSK signale od četiri razine. Ovaj tip modulacijskog signala može se demodulirati nekoherentnim detektorom, kao što je tipično za DBPSK modulacijske signale.
Razlika između diferencijalnog kodiranja u π/4 DQPSK modulaciji i diferencijalnog kodiranja u DBPSK modulaciji je u tome što se relativna promjena ne prenosi u modulirajućem digitalnom simbolu, već u moduliranom parametru, u ovom slučaju fazi. Algoritam za generiranje moduliranog signala objašnjen je u tablici 3.4.
Tablica 3.4
Algoritam za generiranje signala π/4 DQPSK
Informacija |
|||||
ny dibit |
|||||
Povećanje |
ϕ = π 4 |
ϕ = 3 π 4 |
ϕ = −3 π 4 |
ϕ = − π 4 |
|
fazni kut |
|||||
Q-komponenta |
Q = sin (θk ) = sin (θk − 1 + |
||||
I-komponenta |
I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 + |
||||
Svaki bibit izvorne informacijske sekvence povezan je s faznim povećanjem frekvencije nositelja. Povećanje faznog kuta višekratnik je π/4. Prema tome, apsolutni fazni kut θ k može uzeti osam različitih vrijednosti u koracima
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
π/4, a svaka kvadraturna komponenta kompleksne ovojnice jedna je od pet mogućih vrijednosti:
0, ±1 2, ±1. Prijelaz s jedne faze nosive frekvencije na drugu može se opisati pomoću dijagrama stanja na slici 3.13 za M = 8 naizmjeničnim odabirom apsolutne vrijednosti faze nosive frekvencije iz četiri položaja.
Blok dijagram π/4 DQPSK modulatora prikazan je na sl. 3.19. Izvorni binarni digitalni modulirajući signal ulazi u kodno-fazni pretvarač. U pretvaraču se nakon kašnjenja signala za jedan interval simbola utvrđuje trenutna vrijednost dibita i pripadajući fazni prirast φ k nosive frekvencije. Ovaj
fazni prirast se dovodi u kalkulatore kvadraturnih I Q komponenti kompleksne ovojnice (tablica 3.3). Izlaz
I Q kalkulator ima pet razina
digitalni signal s trajanjem impulsa dva puta |
||||||||||
Q = cos(θk –1 + Δφ) |
Filtar za oblikovanje |
|||||||||
cos(ωc t ) |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
tjedno (t) |
||||||||||
Konverter |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
sin(ωc t ) |
||||||||||
I = sin(θk –1 + Δφ) |
Filtar za oblikovanje |
|||||||||
Sl.3.19. Funkcionalni dijagram π/4 DQPSK modulatora |
||||||||||
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
prekoračenje trajanja impulsa izvornog binarnog digitalnog signala. Zatim prolaze kvadraturne I (t), Q (t) komponente kompleksne ovojnice
filtar za oblikovanje i dovode se do visokofrekventnih multiplikatora da formiraju kvadraturne komponente visokofrekventnog signala. Na izlazu visokofrekventnog zbrajala nalazi se potpuno formiran
π/4 DQPSK signal.
π/4 DQPSK demodulator signala (slika 3.20) dizajniran je za otkrivanje kvadraturnih komponenti modulirajućeg signala i ima strukturu sličnu strukturi DBPSK demodulatora signala. Ulazni RF signal r (t) = cos(ω c t + θ k) na međufrekvenciji
rI(t)
r(t)
Kašnjenje τ = T s
w(t) uređaj za odlučivanje
Fazni pomak Δφ = π/2
rQ(t)
sl.3.20. Demodulator π/4 DQPSK signala na međufrekvenciji
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
ide na ulaz sklopa kašnjenja i RF množitelja. Signal na izlazu svakog množitelja (nakon uklanjanja visokofrekventnih komponenti) ima oblik:
r I (t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + q k −1) = cos(Df k); |
||
r Q (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + q k −1) = sin(Df k). |
||
Solver analizira signale osnovnog pojasa na izlazu svakog niskopropusnog filtra. Određuje se predznak i veličina prirasta faznog kuta, a time i vrijednost primljenog dibita. Hardverska implementacija demodulatora na srednjoj frekvenciji (vidi sl. 3.20) nije lak zadatak zbog visokih zahtjeva za točnost i stabilnost visokofrekventnog kruga kašnjenja. Češća verzija sklopa demodulatora π/4 DQPSK signala s izravnim prijenosom moduliranog signala u raspon osnovnog pojasa, kao što je prikazano na slici 3.21.
r(t) |
r11(t) |
rQ(t) |
|||||||||
τ = T s |
|||||||||||
cos(ωc t + γ) |
r1(t) |
r12(t) |
rI(t) |
||||||||
r21(t) |
|||||||||||
sin(ωc t + γ) |
|
r2(t) |
|
r22(t) |
|
τ = T s |
|
Sl.3.21. Demodulator π/4 QPSK signala u području osnovnog pojasa
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
Izravni prijenos moduliranog signala u raspon osnovnog pojasa omogućuje potpunu implementaciju
prijenos moduliranog oscilacijskog spektra u područje osnovnog pojasa. Referentni signali, također dovedeni na ulaze RF množitelja, nisu fazno zaključani s frekvencijom nositelja modulirane oscilacije. Kao rezultat toga, signali osnovnog pojasa na izlazu niskopropusnih filtara imaju proizvoljan fazni pomak, za koji se pretpostavlja da je konstantan tijekom intervala simbola:
(t) = cos(w c t + q k) × cos (w c t + g) = cos (q k - g); |
|||
r 2 (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + g) = sin (q k - g), |
|||
gdje je γ fazni pomak između primljenog i referentnog signala.
Demodulirani signali osnovnog pojasa dovode se u dva kruga kašnjenja i četiri množitelja osnovnog pojasa, na čijim se izlazima pojavljuju sljedeći signali:
r 11 (t) = cos(q k - g) × cos(q k −1 - g); |
|
r 22 (t) = sin(q k - g) × sin(q k −1 - g); |
|
r 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g); |
r 21 (t) = sin(q k - g) × cos(q k −1 - g).
Kao rezultat zbrajanja izlaznih signala množitelja, eliminira se proizvoljni fazni pomak γ, ostavljajući samo informaciju o prirastu faznog kuta nosive frekvencije Δφ:
Dj k);
r I (t) = r 12 (t) + r 21 (t) =
R 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g) + r 21 (t) =
Sin(q k - g ) × cos (q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).
Implementacija sklopa s kašnjenjem u području osnovnog pojasa i
naknadna digitalna obrada demoduliranog signala značajno povećava stabilnost sklopa i pouzdanost prijema informacija.
3.3.6. Kvadraturna modulacija faznog pomaka
OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) je poseban slučaj QPSK. Ampula nosive frekvencije QPSK signala je teoretski konstantna. Međutim, kada je frekvencijski pojas modulirajućeg signala ograničen, gubi se svojstvo konstantnosti amplitude fazno moduliranog signala. Kod prijenosa signala s BPSK ili QPSK modulacijom, promjena faze u intervalu simbola može biti π ili p 2 . Intuitivno
jasno je da što je veći trenutni skok u fazi nositelja, to je veći popratni AM koji se javlja kada je spektar signala ograničen. U stvari, što je veća veličina trenutne promjene amplitude signala kada se njegova faza promijeni, to je veća veličina harmonika spektra koja odgovara ovom vremenskom skoku. Drugim riječima, kada je spektar signala ograničen
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
veličina rezultirajuće unutarnje AM bit će proporcionalna veličini trenutnog faznog skoka u frekvenciji nosača.
U QPSK signalu, možete ograničiti maksimalni skok faze nositelja ako koristite vremenski pomak od T b između Q i I kanala, tj. unijeti element
kašnjenja vrijednosti T b u kanal Q ili I . Korištenje
vremenski pomak će dovesti do činjenice da će se potpuna potrebna fazna promjena dogoditi u dvije faze: prvo se stanje jednog kanala mijenja (ili ne mijenja), a zatim drugog. Slika 3.22 prikazuje slijed modulirajućih impulsa Q (t) i I (t) in
kvadraturni kanali za konvencionalnu QPSK modulaciju.
Q(t)
To) |
||||||||||||||||
I(t– Tb) |
||||||||||||||||
2Ts |
||||||||||||||||
sl.3.22. Moduliranje signala u I/Q kanalima s QPSK
i OQPSK modulacija
Trajanje svakog impulsa je T s = 2 T b . Promjena faze nositelja pri promjeni bilo kojeg simbola u I ili Q
PDF stvoren s FinePrint pdfFactory Pro probnom verzijom http://www.fineprint.com
5. PREGLED VRSTA MODULACIJE
Transformacija nosive harmonijske oscilacije (jednog ili više njenih parametara) u skladu sa zakonom promjene u odaslanom informacijskom nizu naziva se modulacija. Pri prijenosu digitalnih signala u analognom obliku, oni rade s konceptom manipulacije.
Metoda modulacije ima glavnu ulogu u postizanju najveće moguće brzine prijenosa informacija za danu vjerojatnost pogrešnog prijema. Maksimalne mogućnosti prijenosnog sustava mogu se ocijeniti pomoću poznate Shannonove formule, koja određuje ovisnost kapaciteta C kontinuiranog kanala s bijelim Gaussovim šumom o korištenom frekvencijskom pojasu F i omjeru snaga signala i šuma Pc/ Psh.
gdje je PC prosječna snaga signala;
PSH je prosječna snaga šuma u frekvencijskom pojasu.
Širina pojasa definirana je kao gornja granica stvarne brzine prijenosa informacija V. Gornji izraz omogućuje nam da pronađemo maksimalnu vrijednost brzine prijenosa koja se može postići u Gaussovom kanalu sa zadanim vrijednostima: širina frekvencijskog raspona u kojem odvija prijenos (DF) i omjer signal/šum (PC/RSH).
Vjerojatnost pogrešnog prijema bita u određenom sustavu prijenosa određena je omjerom PC/RŠ. Iz Shannonove formule slijedi da povećanje specifične brzine prijenosa V/DF zahtijeva povećanje troškova energije (PC) po bitu. Ovisnost specifične brzine prijenosa o omjeru signal/šum prikazana je na sl. 5.1.
Slika 5.1 – Ovisnost specifične brzine prijenosa o omjeru signal/šum
Svaki prijenosni sustav može se opisati točkom koja leži ispod krivulje prikazane na slici (područje B). Ova se krivulja često naziva graničnom ili Shannonovom granicom. Za bilo koju točku u području B moguće je stvoriti komunikacijski sustav čija vjerojatnost pogrešnog prijema može biti onoliko mala koliko je potrebno.
Moderni sustavi prijenosa podataka zahtijevaju da vjerojatnost neotkrivene pogreške ne bude veća od 10-4...10-7.
U suvremenoj tehnologiji digitalnih komunikacija najčešće su frekvencijska modulacija (FSK), relativna fazna modulacija (DPSK), kvadraturna fazna modulacija (QPSK), pomak fazne modulacije (offset), koja se naziva O-QPSK ili SQPSK, kvadraturna amplitudna modulacija ( QAM) .
S frekvencijskom modulacijom, vrijednosti "0" i "1" informacijskog niza odgovaraju određenim frekvencijama analognog signala s konstantnom amplitudom. Frekvencijska modulacija je vrlo otporna na šum, ali frekvencijska modulacija gubi širinu pojasa komunikacijskog kanala. Stoga se ova vrsta modulacije koristi u protokolima niske brzine koji omogućuju komunikaciju preko kanala s niskim omjerom signala i šuma.
Kod relativne fazne modulacije, ovisno o vrijednosti informacijskog elementa, mijenja se samo faza signala dok amplituda i frekvencija ostaju nepromijenjene. Štoviše, svaki informacijski bit nije povezan s apsolutnom vrijednošću faze, već s njegovom promjenom u odnosu na prethodnu vrijednost.
Češće se koristi četverofazni DPSK, odnosno dvostruki DPSK, koji se temelji na prijenosu četiri signala od kojih svaki nosi informaciju o dva bita (dibit) izvornog binarnog niza. Obično se koriste dva skupa faza: ovisno o vrijednosti dibita (00, 01, 10 ili 11), faza signala može se promijeniti na 0°, 90°, 180°, 270° ili 45°, 135°, 225 °, 315° redom. U ovom slučaju, ako je broj kodiranih bitova veći od tri (8 pozicija rotacije faza), otpornost DPSK na buku je oštro smanjena. Iz tog razloga, DPSK se ne koristi za prijenos podataka velikom brzinom.
Modemi s 4 položaja ili kvadraturnom faznom modulacijom koriste se u sustavima gdje je teorijska spektralna učinkovitost BPSK uređaja za odašiljanje (1 bit/(s·Hz)) nedovoljna za raspoloživu propusnost. Različite tehnike demodulacije koje se koriste u BPSK sustavima također se koriste u QPSK sustavima. Uz izravno proširenje metoda binarne modulacije na slučaj QPSK, također se koristi 4-položajna modulacija s pomakom (offset). Neke varijante QPSK i BPSK dane su u tablici. 5.1.
S kvadraturnom modulacijom amplitude mijenjaju se i faza i amplituda signala, što vam omogućuje povećanje broja kodiranih bitova i istovremeno značajno poboljšanje otpornosti na buku. Trenutno se koriste metode modulacije u kojima broj informacijskih bitova kodiranih u jednom intervalu bauda može doseći 8...9, a broj položaja signala u signalnom prostoru može doseći 256...512.
Tablica 5.1 – Vrste QPSK i BPSK
| Binarni PSK | PSK s četiri položaja | Kratki opis |
| BPSK | QPSK | Konvencionalni koherentni BPSK i QPSK |
| DEBPSK | DEQPSK | Konvencionalni koherentni BPSK i QPSK s relativnim kodiranjem i SVN |
| DBSK | DQPSK | QPSK s autokorelacijskom demodulacijom (bez EHV) |
| FBPSK | BPSK ili QPSK S patentiranim Feer procesorom pogodnim za nelinearne sustave pojačanja QPSK s pomakom (pomak) QPSK s pomakom i relativnim kodiranjem QPSK sa shift i Feerovim patentiranim procesorima QPSK s relativnim kodiranjem i faznim pomakom za p/4 |
Kvadraturni prikaz signala je prikladno i prilično univerzalno sredstvo za njihovo opisivanje. Kvadraturni prikaz izražava vibraciju kao linearnu kombinaciju dviju ortogonalnih komponenti - sinusa i kosinusa:
S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)
gdje su x(t) i y(t) bipolarne diskretne veličine.
Takva diskretna modulacija (manipulacija) provodi se preko dva kanala na nosačima međusobno pomaknutim za 90°, tj. koji se nalazi u kvadraturi (odatle naziv načina prikaza i generiranja signala).
Objasnimo rad kvadraturnog sklopa (sl. 5.2) na primjeru generiranja QPSK signala.
Slika 5.2 – Krug kvadraturnog modulatora
Izvorni niz binarnih simbola trajanja T podijeljen je, pomoću registra posmaka, na neparne Y impulse, koji se dostavljaju kvadraturnom kanalu (coswt), i parne X impulse, koji se dostavljaju u fazni kanal (sinwt). Obje sekvence impulsa dolaze na ulaze odgovarajućih manipulativnih oblikovatelja impulsa, na čijim se izlazima formiraju sekvence bipolarnih impulsa x(t) i y(t).
Manipulacijski impulsi imaju amplitudu i trajanje 2T. Impulsi x(t) i y(t) dolaze na ulaze kanalnih množitelja, na čijim se izlazima formiraju dvofazne fazno modulirane oscilacije. Nakon zbrajanja formiraju QPSK signal.
Gornji izraz za opis signala karakterizira međusobna neovisnost višerazinskih manipulirajućih impulsa x(t), y(t) u kanalima, tj. Razina jedan u jednom kanalu može odgovarati razini jedan ili nula u drugom kanalu. Kao rezultat toga, izlazni signal kvadraturnog kruga mijenja se ne samo u fazi, već iu amplitudi. Budući da se manipulacija amplitudom provodi u svakom kanalu, ova se vrsta modulacije naziva amplitudna kvadraturna modulacija.
Koristeći geometrijsku interpretaciju, svaki QAM signal može se predstaviti kao vektor u signalnom prostoru.
Označavanjem samo krajeva vektora, za QAM signale dobivamo sliku u obliku signalne točke čije su koordinate određene vrijednostima x(t) i y(t). Skup signalnih točaka čini tzv. signalnu konstelaciju.
Na sl. 5.3 prikazuje blok shemu modulatora, a sl. 5.4 – konstelacija signala za slučaj kada x(t) i y(t) imaju vrijednosti ±1, ±3 (QAM-4).
Slika 5.4 – QAM-4 dijagram signala
Vrijednosti ±1, ±3 određuju razine modulacije i relativne su prirode. Konstelacija sadrži 16 signalnih točaka, od kojih svaka odgovara četirima prenesenim informacijskim bitom.
Kombinacija razina ±1, ±3, ±5 može formirati konstelaciju od 36 signalnih točaka. Međutim, od ovih, ITU-T protokoli koriste samo 16 točaka ravnomjerno raspoređenih u signalnom prostoru.
Postoji nekoliko načina praktične implementacije QAM-4, od kojih je najčešći metoda tzv. superpozicijske modulacije (SPM). Shema koja implementira ovu metodu koristi dva identična QPSK (slika 5.5).
Koristeći istu tehniku za dobivanje QAM-a, možete dobiti dijagram za praktičnu implementaciju QAM-32 (slika 5.6).
Slika 5.5 – QAM-16 sklop modulatora
Slika 5.6 – QAM-32 sklop modulatora
Dobivanje QAM-64, QAM-128 i QAM-256 događa se na isti način. Sheme za dobivanje ovih modulacija nisu dane zbog njihove glomazne prirode.
Iz teorije komunikacije je poznato da je s jednakim brojem točaka u konstelaciji signala otpornost QAM i QPSK sustava na šum različita. S velikim brojem signalnih točaka, QAM spektar je identičan spektru QPSK signala. Međutim, QAM signali imaju bolje performanse od QPSK sustava. Glavni razlog za to je što je udaljenost između signalnih točaka u QPSK sustavu manja od udaljenosti između signalnih točaka u QAM sustavu.
Na sl. Slika 5.7 prikazuje konstelacije signala QAM-16 i QPSK-16 sustava s istom snagom signala. Udaljenost d između susjednih točaka konstelacije signala u QAM sustavu s L razina modulacije određena je izrazom:
(5.3)
Isto tako za QPSK:
(5.4)
gdje je M broj faza.
Iz gornjih izraza slijedi da su s povećanjem vrijednosti M i istom razinom snage QAM sustavi poželjniji od QPSK sustava. Na primjer, s M=16 (L = 4) dQAM = 0,47 i dQPSK = 0,396, a s M=32 (L = 6) dQAM = 0,28, dQPSK = 0,174.
Stoga možemo reći da je QAM puno učinkovitiji u usporedbi s QPSK, što omogućuje korištenje više modulacije na više razina s istim omjerom signala i šuma. Stoga možemo zaključiti da će QAM karakteristike biti najbliže Shannonovoj granici (sl. 5.8) gdje je: 1 – Shannonova granica, 2 – QAM, 3 – M-položaj ARC, 4 – M-položaj PSK.
Slika 5.8 - Ovisnost spektralne učinkovitosti različitih modulacija o C/N
Općenito, QAM sustavi s linearnim pojačanjem M-pozicije kao što su 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM imaju spektralnu učinkovitost veću od linearnog pojačanja QPSK, koji ima teoretsku granicu učinkovitosti od 2 bita/(s∙Hz).
Jedna od karakterističnih značajki QAM-a su niske vrijednosti izvanpojasne snage (slika 5.9).
Slika 5.9 – Energetski spektar QAM-64
Korištenje višepoložajnog QAM-a u čistom obliku povezano je s problemom nedovoljne otpornosti na buku. Stoga se u svim modernim protokolima velike brzine QAM koristi u kombinaciji s rešetkastim kodiranjem (TCM). TCM konstelacija signala sadrži više signalnih točaka (signalnih pozicija) nego što je potrebno za modulaciju bez rešetkastog kodiranja. Na primjer, 16-bitni QAM pretvara se u rešetkasto kodiranu 32-QAM konstelaciju. Dodatne konstelacijske točke osiguravaju redundanciju signala i mogu se koristiti za otkrivanje i ispravljanje pogrešaka. Konvolucijsko kodiranje u kombinaciji s TCM uvodi ovisnost između uzastopnih signalnih točaka. Rezultat je bila nova tehnika modulacije nazvana Trellis modulacija. Kombinacija specifičnog QAM koda otpornog na šum odabranog na određeni način naziva se struktura signalnog koda (SCC). SCM-ovi omogućuju povećanje otpornosti na buku prijenosa informacija uz smanjenje zahtjeva za omjerom signala i šuma u kanalu za 3 - 6 dB. Tijekom procesa demodulacije primljeni signal se dekodira pomoću Viterbijevog algoritma. Upravo ovaj algoritam, korištenjem uvedene redundancije i poznavanjem povijesti procesa prijema, omogućuje odabir najpouzdanije referentne točke iz signalnog prostora, koristeći se kriterijem maksimalne vjerojatnosti.
Korištenje QAM-256 omogućuje prijenos 8 stanja signala, odnosno 8 bita, u 1 bodu. To vam omogućuje značajno povećanje brzine prijenosa podataka. Dakle, uz širinu prijenosnog opsega od Df = 45 kHz (kao u našem slučaju), 1 baud, odnosno 8 bita, može se prenijeti u vremenskom intervalu od 1/Df. Tada će maksimalna brzina prijenosa u ovom frekvencijskom rasponu biti
Budući da se u ovom sustavu prijenos odvija preko dva frekvencijska područja iste širine, maksimalna brzina prijenosa ovog sustava bit će 720 kbit/s.
Budući da preneseni tok bitova sadrži ne samo informacijske bitove, već i servisne bitove, brzina informacije ovisit će o strukturi odaslanih okvira. Okviri koji se koriste u ovom sustavu prijenosa podataka formirani su na temelju Ethernet i V.42 protokola i maksimalne su duljine K=1518 bita, od čega su KS=64 servisna bita. Tada će brzina prijenosa informacija ovisiti o omjeru informacijskih i servisnih bitova
Ova brzina premašuje brzinu navedenu u tehničkim specifikacijama. Stoga možemo zaključiti da odabrani način modulacije zadovoljava zahtjeve postavljene u tehničkim specifikacijama.
Budući da se u ovom sustavu prijenos odvija preko dva frekvencijska područja istovremeno, potrebno je organizirati dva modulatora koji rade paralelno. Ali treba uzeti u obzir da je moguće da se sustav prebaci s glavnih frekvencijskih područja na rezervne. Stoga je potrebno generiranje i upravljanje sve četiri nosive frekvencije. Frekvencijski sintetizator dizajniran za generiranje nosivih frekvencija sastoji se od referentnog generatora signala, razdjelnika i visokokvalitetnih filtara. Kvarcni kvadratni generator impulsa djeluje kao referentni generator signala (slika 5.10).
Slika 5.10 - Generator s kvarcnom stabilizacijom
U svrhu procjene stanja informacijske sigurnosti; - upravljanje pristupom sudionika sastanka prostorijama; - organiziranje nadzora ulaza u dodijeljenu prostoriju i okolnog okoliša tijekom sastanka. 2. Glavna sredstva za osiguranje zaštite akustičkih informacija tijekom sastanka su: - postavljanje raznih generatora buke, nadzor prostorije...
Korištenje računalnih tehnologija ispisa? 10. Opišite kaznena djela predviđena u 28. poglavlju Kaznenog zakona Ruske Federacije "Zločini u području računalnih informacija." ODJELJAK 2. BORBA PROTIV ZLOČINA U PODRUČJU RAČUNALNIH INFORMACIJA POGLAVLJE 5. KONTROLA NAD KRIMINALOM U PODRUČJU VISOKE TEHNOLOGIJE 5.1 Kontrola nad računalnim kriminalom u Rusiji Kontrolne mjere nad...
LickSec > Radio komunikacija
Fazni pomak u četiri položaja (QPSK)
Iz teorije komunikacije je poznato da binarna fazna modulacija BPSK ima najveću otpornost na šum. Međutim, u nekim slučajevima, smanjenjem otpornosti na buku komunikacijskog kanala, moguće je povećati njegovu propusnost. Štoviše, primjenom kodiranja otpornog na buku, područje pokriveno mobilnim komunikacijskim sustavom može se preciznije planirati.
Fazna modulacija s četiri položaja koristi četiri vrijednosti faze nositelja. U tom slučaju faza y(t) signala opisanog izrazom (25) treba imati četiri vrijednosti: 0°, 90°, 180° i 270°. Međutim, češće se koriste druge fazne vrijednosti: 45°, 135°, 225° i 315°. Ovaj tip prikaza kvadraturne fazne modulacije prikazan je na slici 1.
Ista slika prikazuje vrijednosti bitova koje prenosi svako stanje faze nositelja. Svako stanje odašilje dva bita korisne informacije odjednom. U ovom slučaju, sadržaji bitova su odabrani na takav način da prijelaz u susjedno stanje faze nositelja zbog pogreške prijema ne dovodi do više od pogreške jednog bita.
Tipično, kvadraturni modulator se koristi za generiranje QPSK modulacijskog signala. Da biste implementirali kvadraturni modulator, trebat će vam dva množitelja i zbrajalo. Ulazi množitelja mogu se isporučiti s ulaznim tokovima bitova izravno u NRZ kodu. Blok dijagram takvog modulatora prikazan je na slici 2.
Budući da se ovom vrstom modulacije dva bita ulaznog toka bitova prenose odjednom tijekom jednog intervala simbola, brzina simbola ove vrste modulacije je 2 bita po simbolu. To znači da pri implementaciji modulatora ulazni tok treba podijeliti na dvije komponente - komponentu u fazi I i kvadraturnu komponentu Q. Sljedeći blokovi trebaju biti sinkronizirani brzinom simbola.
Ovom izvedbom spektar signala na izlazu modulatora je neograničen, a njegov približan oblik prikazan je na slici 3.
Slika 3. Spektar QPSK signala moduliranog NRZ signalom.
Naravno, ovaj se signal može ograničiti u spektru korištenjem pojasnog filtra uključenog na izlazu modulatora, ali to se nikada ne radi. Nyquist filter je mnogo učinkovitiji. Blok dijagram QPSK kvadraturnog modulatora signala, izgrađenog korištenjem Nyquistovog filtra, prikazan je na slici 4.
Slika 4. Blok dijagram QPSK modulatora koji koristi Nyquist filter
Nyquistov filtar može se implementirati samo pomoću digitalne tehnologije, tako da je u krugu prikazanom na slici 17 digitalno-analogni pretvarač (DAC) predviđen ispred kvadraturnog modulatora. Osobitost rada Nyquistovog filtra je da u intervalima između referentnih točaka na njegovom ulazu ne bi trebalo biti signala, stoga na njegovom ulazu postoji oblikovatelj impulsa koji daje signal na svoj izlaz samo u vrijeme referentnih točaka. Ostatak vremena na izlazu je nulti signal.
Primjer oblika odaslanog digitalnog signala na izlazu Nyquist filtera prikazan je na slici 5.
Slika 5. Primjer vremenskog dijagrama Q signala za QPSK faznu modulaciju s četiri položaja
Budući da se u odašiljačkom uređaju koristi Nyquistov filtar za sužavanje spektra radio signala, nema međusimbolskog izobličenja u signalu samo na signalnim točkama. Ovo se jasno može vidjeti iz očnog dijagrama Q signala prikazanog na slici 6.
Osim sužavanja spektra signala, korištenje Nyquistovog filtra dovodi do promjene amplitude generiranog signala. U intervalima između referentnih točaka signala amplituda se može povećati u odnosu na nominalnu vrijednost ili se smanjiti gotovo do nule.
Kako bi se pratile promjene u amplitudi QPSK signala i njegovoj fazi, bolje je koristiti vektorski dijagram. Fazorski dijagram istog signala prikazanog na slikama 5 i 6 prikazan je na slici 7.
Slika 7 vektorski dijagram QPSK signala s a = 0,6
Promjena amplitude QPSK signala vidljiva je i na oscilogramu QPSK signala na izlazu modulatora. Najkarakterističniji dio vremenskog dijagrama signala prikazan na slikama 6 i 7 prikazan je na slici 8. Na ovoj slici jasno su vidljivi i padovi u amplitudi moduliranog nositelja signala i povećanje njegove vrijednosti u odnosu na nominalnu razinu.
Slika 8. Vremenski dijagram QPSK signala s a = 0,6
Signali na slikama 5 ... 8 prikazani su za slučaj korištenja Nyquistovog filtra s faktorom zaokruživanja a = 0,6. Pri korištenju Nyquistovog filtra s nižom vrijednošću ovog koeficijenta, utjecaj bočnih snopova impulsnog odziva Nyquistovog filtra imat će jači učinak i četiri signalne staze jasno vidljive na slikama 6 i 7 spojit će se u jednu kontinuiranu zonu. . Osim toga, valovi u amplitudi signala će se povećati u odnosu na nominalnu vrijednost.
Slika 9 – spektrogram QPSK signala s a = 0,6
Prisutnost amplitudne modulacije signala dovodi do činjenice da je u komunikacijskim sustavima koji koriste ovu vrstu modulacije potrebno koristiti visoko linearno pojačalo snage. Nažalost, takva pojačala snage imaju nisku učinkovitost.
Frekvencijska modulacija s minimalnim frekvencijskim razmakom MSK omogućuje vam smanjenje propusnosti koju zauzima digitalni radio signal u eteru. Međutim, ni ova vrsta modulacije ne zadovoljava sve zahtjeve za moderne mobilne radio sustave. Obično se MSK signal u radio odašiljaču filtrira pomoću konvencionalnog filtra. Zato se pojavila druga vrsta modulacije s još užim spektrom radijskih frekvencija u eteru.
Obećavajuće metode modulacije u širokopojasnim sustavima prijenosa podataka
Danas se stručnjaci za komunikacije više neće iznenaditi tajanstvenom frazom Spread Spectrum. Širokopojasni (a to je ono što se krije iza ovih riječi) sustavi prijenosa podataka međusobno se razlikuju po načinu i brzini prijenosa podataka, vrsti modulacije, rasponu prijenosa, mogućnostima usluge itd. Ovaj članak pokušava klasificirati širokopojasne sustave na temelju modulacija koja se u njima koristi.
Osnovne odredbe
Širokopojasni sustavi prijenosa podataka (BDSTS) podliježu jedinstvenom standardu IEEE 802.11 u pogledu protokola, au radiofrekvencijskom dijelu - jedinstvenim pravilima FCC-a (Federalna komisija za komunikacije SAD-a). Međutim, međusobno se razlikuju po načinu i brzini prijenosa podataka, vrsti modulacije, dometu prijenosa, mogućnostima servisa itd.
Sve ove karakteristike važne su pri odabiru širokopojasnog pribora (od strane potencijalnog kupca) i baze elemenata (od strane programera, proizvođača komunikacijskih sustava). U ovom pregledu pokušava se klasificirati širokopojasne mreže na temelju najmanje obrađene karakteristike u tehničkoj literaturi, a to je njihova modulacija.
Koristeći različite vrste dodatnih modulacija koje se koriste u kombinaciji s faznom (BPSK) i kvadraturnom faznom modulacijom (QPSK) za povećanje brzine prijenosa informacija pri prijenosu širokopojasnih signala u rasponu od 2,4 GHz, mogu se postići brzine prijenosa informacija do 11 Mbit/s, uzimajući u obzir ograničenja koja nameće FCC za rad u ovom rasponu. Budući da se očekuje da će se širokopojasni signali prenositi bez dobivanja licence za spektar, karakteristike signala su ograničene kako bi se smanjile međusobne smetnje.
Ove vrste modulacije su različiti oblici M-arne ortogonalne modulacije (MOK), pulsne fazne modulacije (PPM), kvadraturne amplitudne modulacije (QAM). Širokopojasni također uključuje signale primljene istodobnim radom nekoliko paralelnih kanala odvojenih frekvencijom (FDMA) i/ili vremenom (TDMA). Ovisno o specifičnim uvjetima, odabire se jedna ili druga vrsta modulacije.
Odabir vrste modulacije
Glavna zadaća svakog komunikacijskog sustava je prijenos informacija od izvora poruke do potrošača na najekonomičniji način. Stoga se odabire vrsta modulacije koja minimalizira učinak smetnji i izobličenja, čime se postiže maksimalna brzina informacija i minimalna stopa pogreške. Vrste modulacije koje se razmatraju odabrane su prema nekoliko kriterija: otpornost na višestazno širenje; smetnje; broj dostupnih kanala; zahtjevi linearnosti pojačala snage; ostvarivi domet prijenosa i složenost implementacije.
DSSS modulacija
Većina tipova modulacije predstavljenih u ovoj recenziji temelji se na širokopojasnim signalima izravnog niza (DSSS), klasičnim širokopojasnim signalima. U sustavima s DSSS-om, proširenje spektra signala za nekoliko puta omogućuje smanjenje spektralne gustoće snage signala za isti iznos. Širenje spektra obično se postiže množenjem relativno uskopojasnog podatkovnog signala sa širokopojasnim signalom širenja. Širenje signala ili kod širenja često se naziva kodom sličnim šumu ili PN (pseudošum). Princip opisanog širenja spektra prikazan je na sl. 1.
Period bita - period bita informacije
Chip period - razdoblje praćenja čipa
Podatkovni signal - podaci
PN-kod - kod sličan šumu
Kodirani signal - širokopojasni signal
DSSS/MOK modulacija
Širokopojasni signali izravne sekvence s M-arnom ortogonalnom modulacijom (ili skraćeno MOK modulacijom) poznati su već dugo vremena, ali ih je prilično teško implementirati na analogne komponente. Koristeći digitalne mikrosklopove, danas je moguće koristiti jedinstvena svojstva ove modulacije.
Varijacija MOK-a je M-ary biorthogonal modulation (MBOK). Povećanje brzine informacija postiže se istodobnim korištenjem nekoliko ortogonalnih PN kodova uz zadržavanje iste stope ponavljanja čipa i oblika spektra. MBOK modulacija učinkovito koristi energiju spektra, odnosno ima prilično visok omjer brzine prijenosa i energije signala. Otporan je na smetnje i višestazno širenje.
Od prikazanog na Sl. 2 MBOK modulacijske sheme zajedno s QPSK, može se vidjeti da je PN kod odabran od M-ortogonalnih vektora u skladu s bajtom kontrolnih podataka. Budući da su I i Q kanali ortogonalni, mogu se MBOKirati istovremeno. U biortogonalnoj modulaciji također se koriste invertirani vektori, što omogućuje povećanje brzine informacije. Najrašireniji skup istinski ortogonalnih Walshovih vektora s vektorskom dimenzijom djeljivom s 2. Dakle, korištenje sustava Walshovih vektora s vektorskom dimenzijom 8 i QPSK kao PN kodova, s stopom ponavljanja od 11 megačipova u sekundi u potpunoj usklađenosti sa standardom IEEE 802.11 moguće je prenijeti 8 bita po simbolu kanala, što rezultira brzinom kanala od 1,375 megasimbola u sekundi i informacijskom brzinom od 11 Mbit/s.
Modulacija čini vrlo jednostavnim organiziranje zajedničkog rada sa širokopojasnim sustavima koji rade na standardnim brzinama čipa i koriste samo QPSK. U ovom slučaju, zaglavlje okvira prenosi se brzinom 8 puta nižom (u svakom konkretnom slučaju), što omogućuje sporijem sustavu da ispravno percipira ovo zaglavlje. Tada se povećava brzina prijenosa podataka.
1. Ulazni podaci
2. Scrambler
3. Multipleksor 1:8
4. Odaberite jednu od 8 Walshovih funkcija
5. Odaberite jednu od 8 Walshovih funkcija
6. I-kanalni izlaz
7. Q-kanalni izlaz
Teoretski, MBOK ima nešto nižu stopu pogreške (BER) u usporedbi s BPSK za isti omjer Eb/N0 (zbog svojih svojstava kodiranja), što ga čini energetski najučinkovitijom modulacijom. U BPSK svaki bit se obrađuje neovisno o drugom, u MBOK se znak prepoznaje. Ako je netočno prepoznat, to ne znači da su svi bitovi ovog simbola netočno primljeni. Dakle, vjerojatnost primanja pogrešnog simbola nije jednaka vjerojatnosti primanja pogrešnog bita.
Spektar MBOK moduliranih signala odgovara onom utvrđenom u standardu IEEE 802.11. Trenutno Aironet Wireless Communications, Inc. nudi bežične mostove za Ethernet i Token Ring mreže koristeći DSSS/MBOK tehnologiju i bežični prijenos informacija brzinama do 4 Mbit/s.
Otpornost na više putanja ovisi o omjeru Eb/N0 i faznom izobličenju signala. Numeričke simulacije prijenosa širokopojasnih MBOK signala koje su proveli inženjeri tvrtke Harris Semiconductor unutar zgrada potvrdile su da su takvi signali prilično otporni na ove ometajuće čimbenike1. Vidi: Andren C. 11 MBps Modulation Techniques // Harris Semiconductor Newsletter. 05.05.98.
Na sl. Slika 3 prikazuje grafikone vjerojatnosti primanja pogrešnog podatkovnog okvira (PER) kao funkcije udaljenosti pri snazi izračenog signala od 15 dB/MW (za 5,5 Mbit/s - 20 dB/MW), dobivene kao rezultat numeričkog simulacija, za različite brzine prijenosa informacija.
Simulacija pokazuje da s povećanjem Es/N0, potrebnog za pouzdano prepoznavanje simbola, PER značajno raste u uvjetima jake refleksije signala. Kako bi se to uklonilo, može se koristiti koordinirani prijem s više antena. Na sl. Slika 4 prikazuje rezultate za ovaj slučaj. Za optimalno usklađen prijem, PER će biti jednak kvadratu PER-a nekoordiniranog prijema. Kada se razmatra Sl. 3 i 4, potrebno je upamtiti da će s PER=15% stvarni gubitak brzine informacije biti 30% zbog potrebe za ponovnim slanjem neuspjelih paketa.
Preduvjet za korištenje QPSK-a u kombinaciji s MBOK-om je koherentna obrada signala. U praksi se to postiže primanjem preambule okvira i zaglavlja pomoću BPSK za postavljanje fazne povratne petlje. Međutim, sve to, kao i korištenje serijskih korelatora za koherentnu obradu signala, povećava složenost demodulatora.
CCSK modulacija
Signale širokopojasnog M-arnog ortogonalnog cikličkog kodnog niza (CCSK) lakše je demodulirati nego MBOK jer se koristi samo jedan PN kod. Ova vrsta modulacije javlja se zbog vremenskog pomaka korelacijskog vrha unutar simbola. Koristeći Barkerov kod duljine 11 i brzine od 1 megasimbol u sekundi, moguće je vrh pomaknuti na jednu od osam pozicija. Preostala 3 položaja ne dopuštaju da se koriste za povećanje brzine informacija. Na taj se način mogu prenijeti tri informacijska bita po simbolu. Dodavanjem BPSK-a možete prenijeti još jedan informacijski bit po simbolu, odnosno ukupno 4. Kao rezultat, korištenjem QPSK-a dobivamo 8 informacijskih bitova po kanalnom simbolu.
Glavni problem s PPM i CCSK je osjetljivost na višestazno širenje kada kašnjenje između refleksija signala premašuje trajanje PN koda. Stoga je ove vrste modulacija teško koristiti u zatvorenom prostoru s takvim refleksijama. CCSK je prilično lako demodulirati i zahtijeva samo neznatno povećanje složenosti u odnosu na tradicionalni sklop modulator/demodulator. CCSK shema je slična modulacijskoj shemi MBOK zajedno s QPSK (vidi sl. 2), samo umjesto bloka za odabir jedne od 8 Walshovih funkcija postoji blok za pomak riječi.
DSSS/PPM modulacija
Širokopojasni signali s fazno moduliranim impulsom izravne sekvence (DSSS/PPM) vrsta su signala koji je daljnji razvoj signala proširenog spektra izravne sekvence.
Ideja fazne modulacije impulsa za konvencionalne širokopojasne signale je da se povećanje brzine informacije postiže promjenom vremenskog intervala između vrhova korelacije uzastopnih simbola. Modulaciju su izumili Rajeev Krishnamoorthy i Israel Bar-David u Bell Labsu u Nizozemskoj.
Sadašnje implementacije modulacije omogućuju određivanje osam vremenskih pozicija korelacijskih impulsa u intervalu simbola (unutar intervala PN sekvence). Ako se ova tehnologija primijeni neovisno na I- i Q-kanalima u DQPSK, tada se dobivaju 64 (8x8) različita informacijska stanja. Kombinacijom fazne modulacije s DQPSK modulacijom, koja osigurava dva različita stanja u I kanalu i dva različita stanja u Q kanalu, dobiva se 256 (64x2x2) stanja, što je ekvivalentno 8 informacijskih bitova po simbolu.
DSSS/QAM modulacija
Širokopojasni signali izravne sekvence kvadraturne amplitudne modulacije (DSSS/QAM) mogu se smatrati klasičnim širokopojasnim DQPSK moduliranim signalima, u kojima se informacije također prenose kroz promjenu amplitude. Primjenom dvorazinske amplitudne modulacije i DQPSK dobivaju se 4 različita stanja u I kanalu i 4 različita stanja u Q kanalu. Modulirani signal također se može podvrgnuti faznoj modulaciji impulsa, što će povećati brzinu informacije.
Jedno od ograničenja DSSS/QAM-a je da su signali s takvom modulacijom prilično osjetljivi na višestazno širenje. Također, zbog korištenja fazne i amplitudne modulacije, omjer Eb/N0 je povećan kako bi se dobila ista vrijednost BER-a kao za MBOK.
Kako biste smanjili osjetljivost na izobličenje, možete koristiti ekvilizator. Ali njegova je uporaba nepoželjna iz dva razloga.
Prvo, potrebno je povećati niz simbola koji podešavaju ekvilajzer, što zauzvrat povećava duljinu preambule. Drugo, dodavanje ekvilajzera će povećati cijenu sustava u cjelini.
Dodatna kvadraturna modulacija također se može koristiti u sustavima s frekvencijskim skokom. Tako je WaveAccess izbacio modem s markom Jaguar koji koristi tehnologiju Frequency Hopping, QPSK modulaciju u kombinaciji s 16QAM. Za razliku od općeprihvaćene FSK frekvencijske modulacije u ovom slučaju, to omogućuje stvarnu brzinu prijenosa podataka od 2,2 Mbit/s. Inženjeri WaveAccess-a smatraju da je korištenje DSSS tehnologije s većim brzinama (do 10 Mbit/s) nepraktično zbog kratkog dometa prijenosa (ne više od 100 m).
OCDM modulacija
Širokopojasni signali proizvedeni multipleksiranjem više signala ortogonalnog kodnog multipleksa (OCDM) koriste više širokopojasnih kanala istovremeno na istoj frekvenciji.
Kanali su odvojeni korištenjem ortogonalnih PN kodova. Sharp je najavio 10-megabitni modem izrađen pomoću ove tehnologije. Zapravo, 16 kanala s ortogonalnim kodovima od 16 čipova odašilje se istovremeno. BPSK se primjenjuje u svakom kanalu, zatim se kanali zbrajaju analognom metodom.
Data Mux - multipleksor ulaznih podataka
BPSK - blok fazna modulacija
Širenje - blok proširenog spektra izravne sekvence
Zbroj - izlazni zbrojnik
OFDM modulacija
Širokopojasni signali, dobiveni multipleksiranjem više širokopojasnih signala s ortogonalnim frekvencijskim multipleksom (OFDM), predstavljaju istovremeni prijenos fazno moduliranih signala na različitim nosivim frekvencijama. Modulacija je opisana u MIL-STD 188C. Jedna od njegovih prednosti je njegova visoka otpornost na praznine u spektru koje proizlaze iz višestaznog prigušenja. Uskopojasno prigušenje može isključiti jednog ili više nositelja. Pouzdana veza osigurana je raspodjelom energije simbola na nekoliko frekvencija.
Ovo premašuje spektralnu učinkovitost sličnog QPSK sustava za 2,5 puta. Postoje gotovi mikro krugovi koji implementiraju OFDM modulaciju. Konkretno, Motorola proizvodi MC92308 OFDM demodulator i MC92309 "front-end" OFDM čip. Dijagram tipičnog OFDM modulatora prikazan je na sl. 6.
Data mux - multipleksor ulaznih podataka
Kanal - frekvencijski kanal
BPSK - blok fazna modulacija
Sum - zbrajalo frekvencijskih kanala
Zaključak
Usporedna tablica prikazuje ocjene svake vrste modulacije prema različitim kriterijima i konačnu ocjenu. Niži rezultat odgovara boljem rezultatu. Kvadraturna amplitudna modulacija uzeta je samo za usporedbu.
Tijekom pregleda odbačene su različite vrste modulacija koje su imale neprihvatljive vrijednosti procjene za različite pokazatelje. Na primjer, širokopojasni signali sa 16-položajnom faznom modulacijom (PSK) - zbog slabe otpornosti na smetnje, vrlo širokopojasni signali - zbog ograničenja duljine frekvencijskog područja i potrebe za najmanje tri kanala za zajednički rad obližnje radio mreže.
Među razmatranim vrstama širokopojasne modulacije najzanimljivija je M-arna biortogonalna modulacija - MBOK.
Zaključno, želio bih napomenuti modulaciju, koja nije bila uključena u niz eksperimenata koje su proveli inženjeri tvrtke Harris Semiconductor. Govorimo o filtriranoj QPSK modulaciji (Filtered Quadrature Phase Shift Keying - FQPSK). Ovu modulaciju razvio je profesor Kamilo Feher sa Sveučilišta u Kaliforniji i patentirao je zajedno s Didcom, Inc.
Za dobivanje FQPSK koristi se nelinearno filtriranje spektra signala u odašiljaču s naknadnom restauracijom u prijemniku. Kao rezultat toga, FQPSK spektar zauzima približno polovicu površine u usporedbi s QPSK spektrom, pri čemu su svi ostali parametri jednaki. Osim toga, PER (stopa pogreške paketa) za FQPSK je 10-2-10-4 bolji od onog za GMSK. GSMK je Gaussova frekvencijska modulacija, koja se posebno koristi u standardu GSM digitalne mobilne komunikacije. Novu modulaciju dovoljno su cijenile i koristile u svojim proizvodima tvrtke kao što su EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications, kao i NASA.
Nemoguće je jednoznačno reći kakva će se modulacija koristiti u širokopojasnom pristupu u 21. stoljeću. Svake godine količina informacija u svijetu raste, stoga će se sve više informacija prenositi komunikacijskim kanalima. Kako je frekvencijski spektar jedinstveni prirodni resurs, zahtjevi za spektrom koji koristi prijenosni sustav stalno će rasti. Stoga je izbor najučinkovitije metode modulacije pri razvoju širokopojasnog pristupa i dalje jedno od najvažnijih pitanja.