où A et φ 0 sont des constantes, ω est la fréquence porteuse.
Les informations sont codées par la phase φ(t) . Puisque lors d'une démodulation cohérente, le récepteur a une porteuse reconstruite s C (t) = Acos (ωt + φ 0), alors en comparant le signal (2) avec la porteuse, le déphasage actuel φ(t) est calculé. Le changement de phase φ(t) est lié de manière biunivoque au signal d'information c(t).
Modulation de phase binaire (BPSK – BinaryPhaseShiftKeying)
L'ensemble des valeurs du signal d'information (0,1) est attribué de manière unique à l'ensemble des changements de phase (0, π). Lorsque la valeur du signal d'information change, la phase du signal radio change de 180º. Ainsi, le signal BPSK peut s’écrire
Ainsi, s(t)=UN⋅2(c(t)-1/2)cos(ωt + φ 0). Ainsi, pour mettre en œuvre la modulation BPSK, il suffit de multiplier le signal porteur par le signal d'information, qui a plusieurs valeurs (-1,1). A la sortie du modulateur en bande de base les signaux
Je(t)= UN⋅2(c(t)-1/2), Q(t)=0
La forme temporelle du signal et sa constellation sont représentées sur la figure 3.
Riz. 12. Forme temporelle et constellation du signal BPSK : a – message numérique ; b – signal modulant ; c – oscillation HF modulée ; g– constellation de signaux
Modulation de phase en quadrature (QPSK – QuadraturePhaseShiftKeying)
La modulation de phase en quadrature est une modulation de phase à quatre niveaux (M=4), dans laquelle la phase de l'oscillation haute fréquence peut prendre 4 valeurs différentes par incréments de π/2.
La relation entre le déphasage de l'oscillation modulée de l'ensemble (±π/4,±3π/4) et l'ensemble des symboles de messages numériques (00, 01, 10, 11) est établie dans chaque cas particulier par la norme pour le canal radio et est affiché par une constellation de signaux similaire à la figure 4. Les flèches indiquent les transitions possibles d'un état de phase à un autre.
Riz. 13. Constellation de modulation QPSK
On peut voir sur la figure que la correspondance entre les valeurs des symboles et la phase du signal est établie de telle sorte qu'aux points voisins de la constellation du signal, les valeurs des symboles correspondants ne diffèrent que d'un peu. Lors d'une transmission dans des conditions bruyantes, l'erreur la plus probable sera de déterminer la phase d'un point de constellation adjacent. Avec ce codage, même si une erreur s'est produite dans la détermination de la signification d'un symbole, cela correspondra à une erreur dans un (et non deux) bits d'information. Ainsi, une réduction de la probabilité d'erreur sur les bits est obtenue. Cette méthode de codage est appelée code Gray.
Modulation de phase multi-positions (M-PSK)
M-PSK est formé, comme d'autres modulations multi-positions, en regroupant k = log 2 M bits en symboles et en introduisant une correspondance biunivoque entre un ensemble de valeurs de symboles et un ensemble de valeurs de déphasage de forme d'onde modulée. Les valeurs de déphasage de l'ensemble diffèrent du même montant. Par exemple, la figure 4 montre la constellation de signaux pour 8-PSK avec codage Gray.
Riz. 14. Constellation de signaux de modulation 8-PSK
Types de modulation amplitude-phase (QAM)
Évidemment, pour coder les informations transmises, vous pouvez utiliser non pas un paramètre d'onde porteuse, mais deux simultanément.
Le niveau minimum d'erreurs de symboles sera atteint si la distance entre les points adjacents dans la constellation du signal est la même, c'est-à-dire la répartition des points dans la constellation sera uniforme sur le plan. Par conséquent, la constellation de signaux doit avoir une apparence de treillis. La modulation avec ce type de constellation de signaux est appelée modulation d'amplitude en quadrature (QAM - Quadrature Amplitude Modulation).
QAM est une modulation multi-positions. Lorsque M=4 il correspond à QPSK, donc il est formellement considéré pour QAM M ≥ 8 (puisque le nombre de bits par symbole k = log 2 M ,k∈N , alors M ne peut prendre que des valeurs de puissances de 2 : 2, 4, 8, 16, etc.). Par exemple, la figure 5 montre une constellation de signaux 16-QAM avec codage Gray.
Riz. 15. 16 – Constellation de modulation QAM
Types de fréquence de modulation (FSK, MSK, M-FSK, GFSK, GMSK).
Dans le cas de la modulation de fréquence, le paramètre de la vibration porteuse - le support d'information - est la fréquence porteuse ω(t). Le signal radio modulé a la forme :
| s(t)= Acos(ω(t)t +φ 0)= Acos(ω c t +ω d c(t)t +φ 0)= | ||
| Acos(ω c t +φ 0) cos(ω d c(t)t) − Asin(ω c t+φ 0)sin(ω d c(t)t), | ||
où ω c est la fréquence centrale constante du signal, ω d est l'écart (changement) de fréquence, c(t) est le signal d'information, φ 0 est la phase initiale.
Si le signal d'information a 2 valeurs possibles, une modulation de fréquence binaire a lieu (FSK - FrequencyShiftKeying). Le signal d'information en (4) est polaire, c'est-à-dire prend des valeurs (-1,1), où -1 correspond à la valeur du signal d'information original (non polaire) 0, et 1 à un. Ainsi, avec la modulation de fréquence binaire, l'ensemble des valeurs du signal d'information d'origine (0,1) est associé à l'ensemble des valeurs de la fréquence du signal radio modulé (ω c −ω d,ω c + ωd). Le type de signal FSK est illustré à la Fig. 1.11.
Riz. 16. Signal FSK : a – message d'information ; b- signal modulant ; c – modulation de l'oscillation HF
De (4) découle l'implémentation directe du modulateur FSK : les signaux I(t) et Q(t) ont la forme : I (t) = Acos(ω d c(t)t), Q(t) = Asin( ω d c(t )t) . Étant donné que les fonctions sin et cos prennent des valeurs dans l'intervalle [-1..1], la constellation du signal FSK est un cercle de rayon A.
La modulation de phase en quadrature QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) est une modulation de phase à quatre niveaux (M = 4), dans laquelle la phase de l'oscillation RF peut prendre quatre valeurs différentes avec un pas égal à
π/2. Chaque |
valeur de phase |
signal modulé |
|||
contient deux informations. Parce que le |
absolu |
||||
valeurs de phase |
peu importe, choisissons |
||||
± π 4, ± 3 π 4. |
Correspondance |
valeurs |
|||
signal modulé ± π 4, ± 3 π 4 |
et transmis |
||||
Les dibits de la séquence d'informations 00, 01, 10, 11 sont définis par le code Gray (voir Fig. 3.13) ou un autre algorithme. Il est évident que les valeurs du signal modulant avec la modulation QPSK changent deux fois moins souvent qu'avec la modulation BPSK (au même taux de transfert d'informations).
Enveloppe complexe g(t) avec modulation QPSK
est un signal en bande de base polaire pseudo-aléatoire dont les composantes en quadrature, selon
(3.41), prenez des valeurs numériques ± 1 2 . Où
La durée de chaque symbole de l'enveloppe complexe est deux fois plus longue que celle des symboles du signal de modulation numérique d'origine. Comme on le sait, la densité spectrale de puissance d'un signal multiniveau coïncide avec la densité spectrale de puissance d'un signal binaire à
M = 4 et donc T s = 2T b . En conséquence, la densité spectrale de puissance du signal QPSK (pour
fréquences positives) basée sur l'équation (3.28) est déterminée par l'expression :
P(f) = K × ( |
péché 2 |
||||
p×(f - f |
)×2×T |
||||
De l'équation (3.51), il s'ensuit que la distance entre les premiers zéros de la densité spectrale de puissance du signal QPSK est égale à D f = 1 T b, ce qui est deux fois inférieur à
pour la modulation BPSK. En d’autres termes, l’efficacité spectrale de la modulation QPSK en quadrature est deux fois plus élevée que celle de la modulation binaire en phase BPSK.
cos(ωc t ) |
||||||
Formatif |
||||||
w(t) |
Façonneur |
|||||
quadrature |
Additionneur |
|||||
composant |
||||||
Il) |
péché(ωc t ) |
|||||
Formatif |
||||||
Figure 3.15. Signal QPSK du modulateur en quadrature
Le schéma fonctionnel d'un modulateur QPSK en quadrature est illustré à la Fig. 3.15. Le convertisseur de code reçoit un signal numérique à la vitesse R. Le convertisseur de code génère les composantes en quadrature du complexe
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enveloppe conformément au tableau 3.2 à une vitesse deux fois inférieure à celle d'origine. Les filtres de mise en forme fournissent une bande de fréquence donnée du signal modulant (et modulé en conséquence). Les composantes en quadrature de la fréquence porteuse sont fournies aux multiplicateurs RF à partir du circuit synthétiseur de fréquence. À la sortie de l'additionneur, il y a un signal modulé QPSK résultant s (t) dans
conformément à (3.40).
Tableau 3.2
Génération de signaux QPSK
cos[θk ] |
|||||||||||||||
péché[θk ] |
|||||||||||||||
composant |
|||||||||||||||
Composante I |
|||||||||||||||
Le signal QPSK, comme le signal BPSK, ne contient pas de fréquence porteuse dans son spectre et ne peut être reçu qu'à l'aide d'un détecteur cohérent, qui est une image miroir du circuit modulateur et
St) |
||||||
cos(ωc t ) |
||||||
récupération |
||||||
numérique |
||||||
péché(ωc t ) |
||||||
Il)
Figure 3.16. Signal QPSK du démodulateur en quadrature
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montré sur la figure 3.16.
3.3.4. Modulation de phase binaire différentielle DBPSK
L'absence fondamentale de fréquence porteuse dans le spectre du signal modulé conduit dans certains cas à une complication injustifiée du démodulateur dans le récepteur. Les signaux QPSK et BPSK ne peuvent être reçus que par un détecteur cohérent, pour la mise en œuvre duquel il est nécessaire soit de transmettre une fréquence de référence avec le signal, soit de mettre en œuvre un circuit spécial de récupération de porteuse dans le récepteur. Une simplification significative du circuit détecteur est obtenue lorsque la modulation de phase est mise en œuvre sous la forme différentielle DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).
L'idée du codage différentiel est de transmettre non pas la valeur absolue d'un symbole d'information, mais son changement (ou non-changement) par rapport à la valeur précédente. En d'autres termes, chaque caractère transmis suivant contient des informations sur le caractère précédent. Ainsi, pour extraire l'information originale lors de la démodulation, il est possible d'utiliser non pas la valeur absolue, mais la valeur relative du paramètre modulé de la fréquence porteuse comme signal de référence. L'algorithme de codage binaire différentiel est décrit par la formule suivante :
ne sais pas = |
m k Å d k −1 |
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où ( m k ) est la séquence binaire d'origine ; (je ne sais pas)-
la séquence binaire résultante ; Å est le symbole de l'addition modulo 2.
Un exemple de codage différentiel est présenté dans le tableau 3.3.
Tableau 3.3 |
||||||||||
Codage différentiel du binaire |
||||||||||
signal numérique |
||||||||||
(dk |
||||||||||
(dk |
||||||||||
Le codage différentiel matériel est mis en œuvre sous la forme d'un circuit à retard de signal pour un intervalle de temps égal à la durée d'un symbole dans une séquence d'informations binaires et d'un circuit d'addition modulo 2 (Fig. 3.17).
Circuit logique |
|||||
ne sais pas = |
|||||
m k Å d k −1 |
|||||
Ligne à retard
Graphique 3.17. Codeur de signal différentiel DBPSK
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Un détecteur différentiel d'incohérence d'un signal DBPSK à une fréquence intermédiaire est illustré à la Fig. 3.18.
Le détecteur retarde l'impulsion reçue d'un intervalle de symboles, puis multiplie les symboles reçus et retardés :
s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .
Après filtrage à l'aide d'un filtre passe-bas ou adapté
Il est évident que ni la forme temporelle de l'enveloppe complexe ni la composition spectrale du signal DBPSK différentiel ne différeront du signal BPSK habituel.
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3.3.5. Modulation de phase en quadrature différentielle π/4 DQPSK
La modulation π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) est une forme de modulation de phase différentielle spécialement conçue pour les signaux QPSK à quatre niveaux. Ce type de signal de modulation peut être démodulé par un détecteur non cohérent, comme c'est typique pour les signaux de modulation DBPSK.
La différence entre le codage différentiel en modulation DQPSK π/4 et le codage différentiel en modulation DBPSK est que le changement relatif n'est pas transmis dans le symbole numérique modulant, mais dans le paramètre modulé, en l'occurrence la phase. L'algorithme de génération d'un signal modulé est expliqué dans le tableau 3.4.
Tableau 3.4
Algorithme de génération de signal π/4 DQPSK
Information |
|||||
je dibit |
|||||
Incrément |
ϕ = π 4 |
ϕ = 3 π 4 |
ϕ = −3 π 4 |
ϕ = − π 4 |
|
angle de phase |
|||||
Composant Q |
Q = péché (θk ) = péché (θk − 1 + |
||||
Composante I |
je = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 + |
||||
Chaque dibit de la séquence d'informations originale est associé à un incrément de phase de la fréquence porteuse. L'incrément d'angle de phase est un multiple de π/4. Par conséquent, l'angle de phase absolu θ k peut prendre huit valeurs différentes par incréments
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π/4, et chaque composante en quadrature de l'enveloppe complexe est l'une des cinq valeurs possibles :
0, ±1 2, ±1. La transition d'une phase de la fréquence porteuse à une autre peut être décrite à l'aide du diagramme d'état de la Fig. 3.13 pour M = 8 en sélectionnant alternativement la valeur absolue de la phase de la fréquence porteuse parmi quatre positions.
Le schéma fonctionnel d'un modulateur DQPSK π/4 est présenté sur la figure 3.19. Le signal de modulation numérique binaire d'origine entre dans le convertisseur code-phase. Dans le convertisseur, après avoir retardé le signal d'un intervalle de symbole, la valeur actuelle du dibit et l'incrément de phase correspondant φ k de la fréquence porteuse sont déterminés. Ce
l'incrément de phase est transmis aux calculateurs des composantes en quadrature I Q de l'enveloppe complexe (tableau 3.3). Sortie
La calculatrice I Q est une calculatrice à cinq niveaux
signal numérique avec une durée d'impulsion deux fois |
||||||||||
Q = cos(θk –1 + Δφ) |
Filtre de mise en forme |
|||||||||
cos(ωc t ) |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
semaine(t) |
||||||||||
Convertisseur |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
péché(ωc t ) |
||||||||||
je = péché(θk –1 + Δφ) |
Filtre de mise en forme |
|||||||||
Figure 3.19. Schéma fonctionnel du modulateur π/4 DQPSK |
||||||||||
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dépassant la durée d'impulsion du signal numérique binaire d'origine. Ensuite, les composantes en quadrature I (t), Q (t) de l'enveloppe complexe passent
filtre de mise en forme et sont introduits dans des multiplicateurs haute fréquence pour former des composantes en quadrature du signal haute fréquence. A la sortie de l'additionneur haute fréquence se trouve un
Signal DQPSK π/4.
Le démodulateur de signal DQPSK π/4 (Fig. 3.20) est conçu pour détecter les composantes en quadrature du signal de modulation et a une structure similaire à celle du démodulateur de signal DBPSK. Signal RF d'entrée r (t) = cos (ω c t + θ k) à fréquence intermédiaire
rI(t)
r(t)
Retard τ = T s
w(t) dispositif de décision
Déphasage Δφ = π/2
rQ(t)
Figure 3.20. Démodulateur π/4 signal DQPSK à fréquence intermédiaire
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va à l'entrée du circuit à retard et des multiplicateurs RF. Le signal à la sortie de chaque multiplicateur (après suppression des composantes haute fréquence) a la forme :
r I (t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + q k −1) = cos(Df k); |
||
r Q (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + q k −1) = sin(Df k). |
||
Le solveur analyse les signaux en bande de base en sortie de chaque filtre passe-bas. Le signe et l'amplitude de l'incrément d'angle de phase sont déterminés et, par conséquent, la valeur du dibit reçu. La mise en œuvre matérielle d'un démodulateur à fréquence intermédiaire (voir Fig. 3.20) n'est pas une tâche facile en raison des exigences élevées en matière de précision et de stabilité du circuit à retard haute fréquence. Une version plus courante du circuit démodulateur de signal DQPSK π/4 avec transfert direct du signal modulé vers la plage de bande de base, comme illustré sur la Fig. 3.21.
r(t) |
r11(t) |
rQ(t) |
|||||||||
τ = Ts |
|||||||||||
cos(ωc t + γ) |
r1(t) |
r12(t) |
rI(t) |
||||||||
r21(t) |
|||||||||||
péché(ωc t + γ) |
|
r2(t) |
|
r22(t) |
|
τ = Ts |
|
Figure 3.21. Démodulateur π/4 signal QPSK dans la plage de bande de base
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Le transfert direct du signal modulé vers la plage de bande de base vous permet de mettre pleinement en œuvre
transfert du spectre d'oscillation modulé vers la gamme de bande de base. Les signaux de référence, également fournis aux entrées des multiplicateurs RF, ne sont pas verrouillés en phase avec la fréquence porteuse de l'oscillation modulée. En conséquence, les signaux en bande de base à la sortie des filtres passe-bas ont un déphasage arbitraire, qui est supposé constant pendant l'intervalle de symbole :
(t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + g) = cos(q k - g); |
|||
r 2 (t) = cos(w c t + q k) × péché(w c t + g) = péché(q k - g), |
|||
où γ est le déphasage entre les signaux reçus et de référence.
Les signaux en bande de base démodulés sont envoyés à deux circuits à retard et à quatre multiplicateurs en bande de base, aux sorties desquels apparaissent les signaux suivants :
r 11 (t) = cos(q k - g) × cos(q k −1 - g); |
|
r 22 (t) = péché(q k - g) × péché(q k −1 - g); |
|
r 12 (t) = cos(q k - g) × péché(q k −1 - g); |
r 21 (t) = sin(q k - g) × cos(q k −1 - g).
À la suite de la sommation des signaux de sortie des multiplicateurs, un déphasage arbitraire γ est éliminé, ne laissant que des informations sur l'incrément de l'angle de phase de la fréquence porteuse Δφ :
Djk);
r je (t) = r 12 (t) + r 21 (t) =
R 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g) + r 21 (t) =
Sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).
Implémentation d'un circuit à retard dans la gamme bande de base et
le traitement numérique ultérieur du signal démodulé augmente considérablement la stabilité du circuit et la fiabilité de la réception des informations.
3.3.6. Modulation de déphasage en quadrature
OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) est un cas particulier de QPSK. L'enveloppe de fréquence porteuse d'un signal QPSK est théoriquement constante. Cependant, lorsque la bande de fréquence du signal modulant est limitée, la propriété de constance de l'amplitude du signal modulé en phase est perdue. Lors de la transmission de signaux avec une modulation BPSK ou QPSK, le changement de phase sur un intervalle de symbole peut être π ou p 2 . Intuitivement
il est clair que plus le saut instantané dans la phase porteuse est important, plus la MA qui l'accompagne est importante lorsque le spectre du signal est limité. En effet, plus l'amplitude du changement instantané d'amplitude du signal lors du changement de phase est grande, plus l'amplitude des harmoniques du spectre correspondant à ce saut temporel est grande. En d’autres termes, lorsque le spectre du signal est limité
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l'ampleur de la AM interne résultante sera proportionnelle à l'ampleur du saut de phase instantané dans la fréquence porteuse.
Dans un signal QPSK, vous pouvez limiter le saut de phase maximal de la porteuse si vous utilisez un décalage temporel de T b entre les canaux Q et I, c'est-à-dire entrer un élément
retards de valeur T b dans le canal Q ou I . Usage
le décalage temporel conduira au fait que le changement de phase complet nécessaire se produira en deux étapes : d'abord, l'état d'un canal change (ou ne change pas), puis de l'autre. La figure 3.22 montre la séquence d'impulsions modulantes Q (t) et I (t) dans
canaux en quadrature pour la modulation QPSK conventionnelle.
Q(t)
Il) |
||||||||||||||||
je(t– Tb) |
||||||||||||||||
2T |
||||||||||||||||
Figure 3.22. Signaux modulants dans les canaux I/Q avec QPSK
et modulation OQPSK
La durée de chaque impulsion est T s = 2 T b . Changement de phase de porteuse lors du changement d'un symbole dans I ou Q
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5. APERÇU DES TYPES DE MODULATION
La transformation d'une oscillation harmonique porteuse (un ou plusieurs de ses paramètres) conformément à la loi de changement de la séquence d'informations transmise est appelée modulation. Lors de la transmission de signaux numériques sous forme analogique, ils fonctionnent avec le concept de manipulation.
La méthode de modulation joue un rôle majeur dans l'obtention du débit de transmission d'informations maximum possible pour une probabilité donnée de réception erronée. Les capacités maximales du système de transmission peuvent être évaluées à l'aide de la formule bien connue de Shannon, qui détermine la dépendance de la capacité C d'un canal continu avec bruit blanc gaussien sur la bande de fréquence utilisée F et le rapport des puissances de signal et de bruit Pc/ Psh.
où PC est la puissance moyenne du signal ;
PSh est la puissance de bruit moyenne dans la bande de fréquences.
La bande passante est définie comme la limite supérieure du débit réel de transmission d'informations V. L'expression ci-dessus permet de trouver la valeur maximale du débit de transmission pouvant être atteinte dans un canal gaussien avec des valeurs données : la largeur de la plage de fréquences dans laquelle le la transmission a lieu (DF) et le rapport signal sur bruit ( PC/RSh).
La probabilité d'une réception erronée d'un bit dans un système de transmission particulier est déterminée par le rapport PC/РШ. De la formule de Shannon, il résulte qu'une augmentation du débit de transmission spécifique V/DF nécessite une augmentation des coûts énergétiques (PC) par bit. La dépendance de la vitesse de transmission spécifique sur le rapport signal/bruit est représentée sur la Fig. 5.1.
Figure 5.1 – Dépendance de la vitesse de transmission spécifique sur le rapport signal/bruit
Tout système de transmission peut être décrit par un point situé en dessous de la courbe représentée sur la figure (région B). Cette courbe est souvent appelée limite ou limite de Shannon. Pour n'importe quel point de la zone B, il est possible de créer un système de communication dont la probabilité de réception erronée peut être aussi faible que nécessaire.
Les systèmes de transmission de données modernes exigent que la probabilité d'une erreur non détectée ne soit pas supérieure à 10-4...10-7.
Dans la technologie moderne des communications numériques, les plus courantes sont la modulation de fréquence (FSK), la modulation de phase relative (DPSK), la modulation de phase en quadrature (QPSK), la modulation de phase décalée (offset), appelée O-QPSK ou SQPSK, la modulation d'amplitude en quadrature ( QAM).
Avec la modulation de fréquence, les valeurs « 0 » et « 1 » de la séquence d'informations correspondent à certaines fréquences du signal analogique d'amplitude constante. La modulation de fréquence est très résistante au bruit, mais elle gaspille la bande passante du canal de communication. Par conséquent, ce type de modulation est utilisé dans les protocoles à faible vitesse qui permettent la communication sur des canaux avec un faible rapport signal/bruit.
Avec la modulation de phase relative, en fonction de la valeur de l'élément d'information, seule la phase du signal change tandis que l'amplitude et la fréquence restent inchangées. De plus, chaque bit d'information est associé non pas à la valeur absolue de la phase, mais à son évolution par rapport à la valeur précédente.
Le plus souvent, le DPSK à quatre phases, ou double DPSK, est utilisé, basé sur la transmission de quatre signaux, dont chacun transporte des informations sur deux bits (dibit) de la séquence binaire d'origine. Généralement, deux jeux de phases sont utilisés : en fonction de la valeur du dibit (00, 01, 10 ou 11), la phase du signal peut passer à 0°, 90°, 180°, 270° ou 45°, 135°, 225. °, 315° respectivement. Dans ce cas, si le nombre de bits codés est supérieur à trois (8 positions de rotation de phase), l'immunité au bruit du DPSK est fortement réduite. Pour cette raison, DPSK n'est pas utilisé pour la transmission de données à haut débit.
Les modems à modulation de phase à 4 positions ou en quadrature sont utilisés dans les systèmes où l'efficacité spectrale théorique des dispositifs de transmission BPSK (1 bit/(s·Hz)) est insuffisante pour la bande passante disponible. Les différentes techniques de démodulation utilisées dans les systèmes BPSK sont également utilisées dans les systèmes QPSK. Outre l'extension directe des méthodes de modulation binaire au cas du QPSK, une modulation à 4 positions avec décalage (offset) est également utilisée. Certaines variétés de QPSK et BPSK sont indiquées dans le tableau. 5.1.
Avec la modulation d'amplitude en quadrature, la phase et l'amplitude du signal changent, ce qui vous permet d'augmenter le nombre de bits codés et en même temps d'améliorer considérablement l'immunité au bruit. Actuellement, des méthodes de modulation sont utilisées dans lesquelles le nombre de bits d'information codés dans un intervalle de bauds peut atteindre 8...9, et le nombre de positions de signal dans l'espace du signal peut atteindre 256...512.
Tableau 5.1 – Types de QPSK et BPSK
| PSK binaire | PSK à quatre positions | Brève description |
| BPSK | QPSK | BPSK et QPSK cohérents conventionnels |
| DEBPSK | DEQPSK | BPSK et QPSK cohérents conventionnels avec codage relatif et SVN |
| DBSK | DQPSK | QPSK avec démodulation par autocorrélation (pas d'EHV) |
| FBPSK | BPSK ou QPSK Avec processeur Feer breveté adapté aux systèmes d'amplification non linéaires QPSK avec décalage (décalage) QPSK avec décalage et codage relatif QPSK avec Shift et processeurs brevetés Feer QPSK avec codage relatif et déphasage de p/4 |
La représentation en quadrature des signaux est un moyen pratique et assez universel pour les décrire. La représentation en quadrature consiste à exprimer la vibration comme une combinaison linéaire de deux composantes orthogonales - sinus et cosinus :
S(t)=x(t)sin(poids+(j))+y(t)cos(poids+(j)), (5.2)
où x(t) et y(t) sont des quantités discrètes bipolaires.
Une telle modulation discrète (manipulation) est réalisée sur deux canaux sur des porteuses décalées de 90° l'une par rapport à l'autre, c'est-à-dire situé en quadrature (d'où le nom de la méthode de représentation et de génération de signal).
Expliquons le fonctionnement du circuit en quadrature (Fig. 5.2) en utilisant l'exemple de génération de signaux QPSK.
Figure 5.2 – Circuit modulateur en quadrature
La séquence originale de symboles binaires de durée T est divisée, à l'aide d'un registre à décalage, en impulsions Y impaires, qui sont fournies au canal en quadrature (coswt), et en impulsions paires X, fournies au canal en phase (sinwt). Les deux séquences d'impulsions arrivent aux entrées des formateurs d'impulsions de manipulation correspondants, aux sorties desquels des séquences d'impulsions bipolaires x(t) et y(t) sont formées.
Les impulsions de manipulation ont une amplitude et une durée de 2T. Les impulsions x(t) et y(t) arrivent aux entrées des multiplicateurs de canaux, aux sorties desquels se forment des oscillations biphasées modulées en phase. Après addition, ils forment un signal QPSK.
L'expression ci-dessus pour décrire le signal est caractérisée par l'indépendance mutuelle des impulsions de manipulation multi-niveaux x(t), y(t) dans les canaux, c'est-à-dire Un niveau de un dans un canal peut correspondre à un niveau de un ou zéro dans un autre canal. En conséquence, le signal de sortie du circuit en quadrature change non seulement en phase, mais également en amplitude. La manipulation de l'amplitude étant effectuée dans chaque canal, ce type de modulation est appelé modulation en quadrature d'amplitude.
Grâce à une interprétation géométrique, chaque signal QAM peut être représenté sous forme de vecteur dans l'espace du signal.
En marquant uniquement les extrémités des vecteurs, pour les signaux QAM on obtient une image sous la forme d'un point signal dont les coordonnées sont déterminées par les valeurs x(t) et y(t). L'ensemble des points de signal forme ce que l'on appelle la constellation de signaux.
En figue. 5.3 montre le schéma fonctionnel du modulateur, et la Fig. 5.4 – constellation de signaux pour le cas où x(t) et y(t) prennent des valeurs ±1, ±3 (QAM-4).
Figure 5.4 – Diagramme du signal QAM-4
Les valeurs ±1, ±3 déterminent les niveaux de modulation et sont de nature relative. La constellation contient 16 points de signal, chacun correspondant à quatre bits d'information transmis.
Une combinaison de niveaux ±1, ±3, ±5 peut former une constellation de 36 points de signal. Cependant, parmi ceux-ci, les protocoles ITU-T n'utilisent que 16 points uniformément répartis dans l'espace du signal.
Il existe plusieurs manières de mettre en œuvre pratiquement QAM-4, la plus courante étant la méthode dite de modulation de superposition (SPM). Le schéma qui implémente cette méthode utilise deux QPSK identiques (Fig. 5.5).
En utilisant la même technique d'obtention de QAM, vous pouvez obtenir un schéma pour la mise en œuvre pratique de QAM-32 (Fig. 5.6).
Figure 5.5 – Circuit modulateur QAM-16
Figure 5.6 – Circuit modulateur QAM-32
L'obtention de QAM-64, QAM-128 et QAM-256 s'effectue de la même manière. Les schémas permettant d'obtenir ces modulations ne sont pas donnés en raison de leur lourdeur.
La théorie des communications sait qu'à nombre égal de points dans la constellation du signal, l'immunité au bruit des systèmes QAM et QPSK est différente. Avec un grand nombre de points de signal, le spectre QAM est identique au spectre des signaux QPSK. Cependant, les signaux QAM ont de meilleures performances que les systèmes QPSK. La raison principale en est que la distance entre les points de signal dans un système QPSK est inférieure à la distance entre les points de signal dans un système QAM.
En figue. La figure 5.7 montre les constellations de signaux des systèmes QAM-16 et QPSK-16 avec la même intensité de signal. La distance d entre les points adjacents d'une constellation de signaux dans un système QAM avec L niveaux de modulation est déterminée par l'expression :
(5.3)
De même pour QPSK :
(5.4)
où M est le nombre de phases.
Des expressions ci-dessus, il résulte qu'avec une augmentation de la valeur de M et le même niveau de puissance, les systèmes QAM sont préférables aux systèmes QPSK. Par exemple, avec M=16 (L = 4) dQAM = 0,47 et dQPSK = 0,396, et avec M=32 (L = 6) dQAM = 0,28, dQPSK = 0,174.
Ainsi, on peut dire que QAM est beaucoup plus efficace que QPSK, ce qui permet d'utiliser davantage de modulation multi-niveaux avec le même rapport signal/bruit. Par conséquent, nous pouvons conclure que les caractéristiques QAM seront les plus proches de la limite de Shannon (Fig. 5.8) où : 1 – limite de Shannon, 2 – QAM, 3 – ARC en position M, 4 – PSK en position M.
Figure 5.8 - Dépendance de l'efficacité spectrale de diverses modulations sur C/N
En général, les systèmes QAM à gain linéaire en position M tels que 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM ont une efficacité spectrale supérieure au gain linéaire QPSK, qui a une limite d'efficacité théorique de 2 bits/(s∙Hz).
L'une des caractéristiques du QAM réside dans les faibles valeurs de puissance hors bande (Fig. 5.9).
Figure 5.9 – Spectre énergétique du QAM-64
L'utilisation du QAM multiposition sous sa forme pure est associée au problème d'une immunité au bruit insuffisante. Par conséquent, dans tous les protocoles modernes à haut débit, le QAM est utilisé conjointement avec le codage en treillis (TCM). La constellation de signaux TCM contient plus de points de signal (positions de signal) que nécessaire pour la modulation sans codage en treillis. Par exemple, le QAM 16 bits se convertit en une constellation 32-QAM codée en treillis. Des points de constellation supplémentaires assurent la redondance du signal et peuvent être utilisés pour la détection et la correction des erreurs. Le codage convolutif combiné au TCM introduit une dépendance entre les points de signal successifs. Le résultat fut une nouvelle technique de modulation appelée modulation Trellis. Une combinaison d'un code QAM spécifique résistant au bruit sélectionné d'une certaine manière est appelée structure signal-code (SCC). Les SCM permettent d'augmenter l'immunité au bruit de la transmission d'informations tout en réduisant les exigences relatives au rapport signal/bruit dans le canal de 3 à 6 dB. Pendant le processus de démodulation, le signal reçu est décodé à l'aide de l'algorithme de Viterbi. C'est cet algorithme, grâce à l'utilisation de la redondance introduite et à la connaissance de l'historique du processus de réception, qui permet, en utilisant le critère du maximum de vraisemblance, de sélectionner le point de référence le plus fiable dans l'espace du signal.
L'utilisation de QAM-256 vous permet de transmettre 8 états de signal, soit 8 bits, en 1 baud. Cela vous permet d'augmenter considérablement la vitesse de transfert des données. Ainsi, avec une largeur de plage de transmission de Df = 45 kHz (comme dans notre cas), 1 baud, soit 8 bits, peut être transmis dans un intervalle de temps de 1/Df. La vitesse de transmission maximale sur cette plage de fréquences sera alors
Étant donné que dans ce système, la transmission s'effectue sur deux gammes de fréquences de même largeur, la vitesse de transmission maximale de ce système sera de 720 kbit/s.
Étant donné que le flux binaire transmis contient non seulement des bits d'information, mais également des bits de service, la vitesse des informations dépendra de la structure des trames transmises. Les trames utilisées dans ce système de transmission de données sont formées sur la base des protocoles Ethernet et V.42 et ont une longueur maximale de K=1518 bits, dont KS=64 sont des bits de service. Ensuite, la vitesse de transmission des informations dépendra du rapport entre les bits d'information et les bits de service.
Cette vitesse dépasse la vitesse spécifiée dans les spécifications techniques. Nous pouvons donc conclure que la méthode de modulation choisie satisfait aux exigences fixées dans les spécifications techniques.
Comme dans ce système la transmission s'effectue simultanément sur deux gammes de fréquences, elle nécessite l'organisation de deux modulateurs fonctionnant en parallèle. Mais il faut garder à l'esprit qu'il est possible pour le système de passer des gammes de fréquences principales aux gammes de fréquence de secours. Par conséquent, la génération et le contrôle des quatre fréquences porteuses sont nécessaires. Un synthétiseur de fréquence conçu pour générer des fréquences porteuses se compose d'un générateur de signal de référence, de diviseurs et de filtres de haute qualité. Un générateur d'impulsions carrées à quartz fait office de générateur de signal de référence (Fig. 5.10).
Figure 5.10 - Générateur avec stabilisation au quartz
Afin d'évaluer l'état de la sécurité de l'information ; - gérer l'accès des participants à la réunion aux locaux ; - organiser le contrôle de l'entrée de la salle attribuée et de l'environnement environnant pendant la réunion. 2. Les principaux moyens permettant d'assurer la protection des informations acoustiques lors d'une réunion sont : - l'installation de divers générateurs de bruit, la surveillance de la salle...
Vous utilisez des technologies d’impression informatique ? 10. Décrivez les actes criminels prévus au chapitre 28 du Code pénal de la Fédération de Russie « Crimes dans le domaine de l'information informatique ». SECTION 2. LUTTE CONTRE LA CRIMINALITÉ DANS LE DOMAINE DE L'INFORMATION INFORMATIQUE CHAPITRE 5. CONTRÔLE DE LA CRIMINALITÉ DANS LE DOMAINE DE LA HAUTE TECHNOLOGIE 5.1 Contrôle de la criminalité informatique en Russie Mesures de contrôle sur...
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Modulation par décalage de phase à quatre positions (QPSK)
Il ressort de la théorie des communications que la modulation de phase binaire BPSK présente l'immunité au bruit la plus élevée. Cependant, dans certains cas, en réduisant l'immunité au bruit du canal de communication, il est possible d'augmenter son débit. De plus, en appliquant un codage résistant au bruit, la zone couverte par un système de communication mobile peut être planifiée avec plus de précision.
La modulation de phase à quatre positions utilise quatre valeurs de phase porteuse. Dans ce cas, la phase y(t) du signal décrit par l'expression (25) doit prendre quatre valeurs : 0°, 90°, 180° et 270°. Cependant, d'autres valeurs de phase sont plus couramment utilisées : 45°, 135°, 225° et 315°. Ce type de représentation de la modulation de phase en quadrature est illustré à la figure 1.
La même figure montre les valeurs binaires véhiculées par chaque état de phase porteuse. Chaque état transmet deux bits d'informations utiles à la fois. Dans ce cas, le contenu des bits est sélectionné de telle manière que le passage à un état adjacent de la phase porteuse en raison d'une erreur de réception ne conduit qu'à une erreur sur un seul bit.
Généralement, un modulateur en quadrature est utilisé pour générer un signal de modulation QPSK. Pour implémenter un modulateur en quadrature, vous aurez besoin de deux multiplicateurs et d'un additionneur. Les entrées du multiplicateur peuvent être alimentées avec des flux binaires d'entrée directement en code NRZ. Le schéma fonctionnel d'un tel modulateur est présenté à la figure 2.
Etant donné qu'avec ce type de modulation, deux bits du flux binaire d'entrée sont transmis en même temps pendant un intervalle de symboles, le débit de symboles de ce type de modulation est de 2 bits par symbole. Cela signifie que lors de la mise en œuvre d'un modulateur, le flux d'entrée doit être divisé en deux composants : le composant en phase I et le composant en quadrature Q. Les blocs suivants doivent être synchronisés au débit des symboles.
Avec cette implémentation, le spectre du signal en sortie du modulateur est illimité et sa forme approximative est représentée sur la figure 3.
Figure 3. Spectre d'un signal QPSK modulé par un signal NRZ.
Bien entendu, ce signal peut être limité en spectre à l'aide d'un filtre passe-bande inclus en sortie du modulateur, mais cela n'est jamais fait. Le filtre Nyquist est beaucoup plus efficace. Le schéma fonctionnel d'un modulateur en quadrature de signal QPSK, construit à l'aide d'un filtre de Nyquist, est présenté à la figure 4.
Figure 4. Schéma fonctionnel d'un modulateur QPSK utilisant un filtre Nyquist
Le filtre Nyquist ne peut être implémenté qu'en utilisant la technologie numérique, donc dans le circuit illustré à la figure 17, un convertisseur numérique-analogique (DAC) est prévu devant le modulateur en quadrature. Une particularité du fonctionnement du filtre de Nyquist est que dans les intervalles entre les points de référence, il ne doit y avoir aucun signal à son entrée, donc à son entrée se trouve un façonneur d'impulsion qui émet un signal vers sa sortie uniquement au moment des points de référence. Le reste du temps, il y a un signal nul à sa sortie.
Un exemple de la forme du signal numérique transmis à la sortie du filtre de Nyquist est présenté à la figure 5.
Figure 5. Exemple de chronogramme du signal Q pour une modulation de phase QPSK à quatre positions
Puisqu'un filtre de Nyquist est utilisé dans le dispositif de transmission pour rétrécir le spectre du signal radio, il n'y a pas de distorsion intersymbole dans le signal uniquement aux points de signal. Cela peut être clairement vu sur le diagramme de l’œil du signal Q présenté à la figure 6.
En plus de rétrécir le spectre du signal, l'utilisation d'un filtre de Nyquist entraîne une modification de l'amplitude du signal généré. Dans les intervalles entre les points de référence du signal, l'amplitude peut soit augmenter par rapport à la valeur nominale, soit diminuer jusqu'à presque zéro.
Afin de suivre les changements à la fois dans l'amplitude du signal QPSK et dans sa phase, il est préférable d'utiliser un diagramme vectoriel. Le diagramme de phaseur du même signal représenté sur les figures 5 et 6 est représenté sur la figure 7.
Figure 7 diagramme vectoriel du signal QPSK avec a = 0,6
L'évolution de l'amplitude du signal QPSK est également visible sur l'oscillogramme du signal QPSK en sortie du modulateur. La section la plus caractéristique du chronogramme du signal représenté sur les figures 6 et 7 est représentée sur la figure 8. Sur cette figure, les baisses de l'amplitude de la porteuse du signal modulé et une augmentation de sa valeur par rapport au niveau nominal sont clairement visibles.
Figure 8. Chronogramme d'un signal QPSK avec a = 0,6
Les signaux des figures 5 à 8 sont représentés dans le cas de l'utilisation d'un filtre de Nyquist avec un facteur d'arrondi a = 0,6. Lors de l'utilisation d'un filtre Nyquist avec une valeur inférieure de ce coefficient, l'influence des lobes secondaires de la réponse impulsionnelle du filtre Nyquist aura un effet plus fort et les quatre chemins de signal clairement visibles sur les figures 6 et 7 fusionneront en une seule zone continue. . De plus, les surtensions d'amplitude du signal augmenteront par rapport à la valeur nominale.
Figure 9 – spectrogramme d'un signal QPSK avec a = 0,6
La présence d'une modulation d'amplitude du signal conduit au fait que dans les systèmes de communication utilisant ce type de modulation, il est nécessaire d'utiliser un amplificateur de puissance hautement linéaire. Malheureusement, ces amplificateurs de puissance ont un faible rendement.
La modulation de fréquence avec un espacement de fréquence minimum MSK permet de réduire la bande passante de fréquence occupée par un signal radio numérique à l'antenne. Cependant, même ce type de modulation ne satisfait pas à toutes les exigences des systèmes de téléphonie mobile modernes. Généralement, le signal MSK dans l'émetteur radio est filtré avec un filtre conventionnel. C'est pourquoi un autre type de modulation est apparu avec un spectre de fréquences radio encore plus étroit à l'antenne.
Méthodes de modulation prometteuses dans les systèmes de transmission de données à large bande
Aujourd’hui, les spécialistes de la communication ne seront plus surpris par la mystérieuse expression Spread Spectrum. Les systèmes de transmission de données à large bande (et c'est ce qui se cache derrière ces mots) diffèrent les uns des autres par la méthode et la vitesse de transmission des données, le type de modulation, la portée de transmission, les capacités de service, etc. Cet article tente de classer les systèmes à large bande en fonction de la modulation utilisée en eux.
Dispositions de base
Les systèmes de transmission de données à large bande (BDSTS) sont soumis à la norme unifiée IEEE 802.11 en termes de protocoles, et en ce qui concerne les fréquences radio, aux règles uniformes de la FCC (US Federal Communications Commission). Cependant, ils diffèrent les uns des autres par la méthode et la vitesse de transmission des données, le type de modulation, la portée de transmission, les capacités de service, etc.
Toutes ces caractéristiques sont importantes lors du choix d'un accessoire haut débit (par un acheteur potentiel) et d'un élément de base (par un développeur, fabricant de systèmes de communication). Dans cette revue, on tente de classer les réseaux à large bande en fonction de la caractéristique la moins couverte dans la littérature technique, à savoir leur modulation.
En utilisant divers types de modulations supplémentaires utilisées conjointement avec la modulation de phase (BPSK) et de phase en quadrature (QPSK) pour augmenter le débit d'informations lors de la transmission de signaux à large bande dans la plage de 2,4 GHz, des taux de transmission d'informations allant jusqu'à 11 Mbit/s peuvent être atteints. en tenant compte des limitations imposées par la FCC pour un fonctionnement dans cette plage. Étant donné que les signaux à large bande devraient être transmis sans obtenir de licence de spectre, les caractéristiques des signaux sont limitées afin de réduire les interférences mutuelles.
Ces types de modulation sont diverses formes de modulation orthogonale M-aire (MOK), de modulation de phase d'impulsion (PPM) et de modulation d'amplitude en quadrature (QAM). Le haut débit comprend également les signaux reçus par le fonctionnement simultané de plusieurs canaux parallèles séparés par la fréquence (FDMA) et/ou le temps (TDMA). En fonction des conditions spécifiques, l'un ou l'autre type de modulation est sélectionné.
Sélection du type de modulation
La tâche principale de tout système de communication est de transférer les informations de la source du message au consommateur de la manière la plus économique. Par conséquent, un type de modulation est choisi qui minimise l'effet d'interférence et de distorsion, obtenant ainsi une vitesse d'information maximale et un taux d'erreur minimum. Les types de modulation considérés ont été sélectionnés selon plusieurs critères : résistance à la propagation par trajets multiples ; ingérence; nombre de chaînes disponibles ; exigences de linéarité de l'amplificateur de puissance ; portée de transmission réalisable et complexité de mise en œuvre.
Modulation DSSS
La plupart des types de modulation présentés dans cette revue sont basés sur des signaux à large bande à séquence directe (DSSS), les signaux à large bande classiques. Dans les systèmes avec DSSS, l'élargissement du spectre du signal plusieurs fois permet de réduire la densité spectrale de puissance du signal d'autant. L'étalement du spectre est généralement réalisé en multipliant un signal de données à bande relativement étroite par un signal d'étalement à large bande. Le signal d'étalement ou code d'étalement est souvent appelé code de type bruit, ou code PN (pseudonoise). Le principe de l’expansion spectrale décrite est illustré sur la figure. 1.
Période de bit - période du bit d'information
Période de puce - période de suivi des puces
Signal de données - données
Code PN - code de type bruit
Signal codé - signal haut débit
Modulation DSSS/MOK
Les signaux de séquence directe à large bande avec modulation orthogonale M-aire (ou modulation MOK en abrégé) sont connus depuis longtemps, mais sont assez difficiles à mettre en œuvre sur des composants analogiques. Grâce à des microcircuits numériques, il est aujourd'hui possible d'utiliser les propriétés uniques de cette modulation.
Une variante de MOK est la modulation biorthogonale M-aire (MBOK). Une augmentation de la vitesse de l'information est obtenue en utilisant simultanément plusieurs codes PN orthogonaux tout en conservant le même taux de répétition de puce et la même forme de spectre. La modulation MBOK utilise efficacement l'énergie du spectre, c'est-à-dire qu'elle a un rapport vitesse de transmission/énergie du signal assez élevé. Il résiste aux interférences et à la propagation par trajets multiples.
De celui présenté sur la fig. 2 du schéma de modulation MBOK avec QPSK, on peut voir que le code PN est sélectionné parmi M vecteurs orthogonaux conformément à l'octet de données de contrôle. Puisque les canaux I et Q sont orthogonaux, ils peuvent être MBOKés simultanément. En modulation biorthogonale, des vecteurs inversés sont également utilisés, ce qui permet d'augmenter la vitesse de l'information. L'ensemble le plus largement utilisé de vecteurs de Walsh véritablement orthogonaux avec une dimension vectorielle divisible par 2. Ainsi, en utilisant un système de vecteurs de Walsh avec une dimension vectorielle de 8 et QPSK comme codes PN, avec un taux de répétition de 11 mégapuces par seconde en totale conformité avec la norme IEEE 802.11, il est possible de transmettre 8 bits par symbole de canal, ce qui donne une vitesse de canal de 1,375 mégasymboles par seconde et une vitesse d'information de 11 Mbit/s.
La modulation permet d'organiser assez facilement un travail commun avec des systèmes à large bande fonctionnant à des vitesses de puce standard et utilisant uniquement QPSK. Dans ce cas, l'en-tête de trame est transmis à une vitesse 8 fois inférieure (dans chaque cas spécifique), ce qui permet à un système plus lent de percevoir correctement cet en-tête. Ensuite, la vitesse de transfert des données augmente.
1. Données d'entrée
2. Brouilleur
3. Multiplexeur 1:8
4. Sélectionnez l'une des 8 fonctions Walsh
5. Sélectionnez l'une des 8 fonctions Walsh
6. Sortie canal I
7. Sortie canal Q
Théoriquement, MBOK a un taux d'erreur (BER) légèrement inférieur à celui de BPSK pour le même rapport Eb/N0 (en raison de ses propriétés de codage), ce qui en fait la modulation la plus économe en énergie. En BPSK, chaque bit est traité indépendamment de l'autre, en MBOK le caractère est reconnu. S'il est mal reconnu, cela ne signifie pas que tous les bits de ce symbole ont été mal reçus. Ainsi, la probabilité de recevoir un symbole erroné n'est pas égale à la probabilité de recevoir un bit erroné.
Le spectre MBOK des signaux modulés correspond à celui établi dans la norme IEEE 802.11. Actuellement, Aironet Wireless Communications, Inc. propose des ponts sans fil pour les réseaux Ethernet et Token Ring utilisant la technologie DSSS/MBOK et transmettant des informations par voie hertzienne à des vitesses allant jusqu'à 4 Mbit/s.
L'immunité aux trajets multiples dépend du rapport Eb/N0 et de la distorsion de phase du signal. Les simulations numériques de la transmission des signaux MBOK à large bande réalisées par les ingénieurs de Harris Semiconductor à l'intérieur des bâtiments ont confirmé que ces signaux sont assez robustes à ces facteurs interférents1. Voir : Andren C. Techniques de modulation 11 Mbps // Harris Semiconductor Newsletter. 05/05/98.
En figue. La figure 3 montre des graphiques de la probabilité de recevoir une trame de données erronée (PER) en fonction de la distance à une puissance de signal rayonnée de 15 dB/MW (pour 5,5 Mbit/s - 20 dB/MW), obtenus à la suite d'une analyse numérique. simulation, pour différents débits d'informations.
La simulation montre qu'avec une augmentation de Es/N0, nécessaire à une reconnaissance fiable des symboles, le PER augmente de manière significative dans des conditions de forte réflexion du signal. Pour éliminer cela, une réception coordonnée par plusieurs antennes peut être utilisée. En figue. La figure 4 montre les résultats pour ce cas. Pour une réception adaptée optimale, le PER sera égal au carré du PER de la réception non coordonnée. En considérant la Fig. 3 et 4, il faut se rappeler qu'avec PER=15% la perte réelle de vitesse de l'information sera de 30% en raison de la nécessité de retransmettre les paquets défaillants.
Une condition préalable à l’utilisation de QPSK en conjonction avec MBOK est le traitement cohérent du signal. En pratique, cela est réalisé en recevant le préambule et l'en-tête de la trame à l'aide de BPSK pour établir une boucle de rétroaction de phase. Cependant, tout cela, ainsi que l'utilisation de corrélateurs série pour un traitement cohérent du signal, augmentent la complexité du démodulateur.
Modulation CCSK
Les signaux CCSK (Séquence de code cyclique orthogonal orthogonal M-ary) à large bande sont plus faciles à démoduler que MBOK car un seul code PN est utilisé. Ce type de modulation se produit en raison d'un décalage temporel du pic de corrélation au sein d'un symbole. En utilisant le code de Barker de longueur 11 et une vitesse de 1 mégasymbole par seconde, il est possible de déplacer le pic vers l'une des huit positions. Les 3 positions restantes ne permettent pas de les utiliser pour augmenter la vitesse de l'information. De cette manière, trois bits d'information peuvent être transmis par symbole. En ajoutant BPSK, vous pouvez transmettre un bit d'information supplémentaire par symbole, soit 4 au total. En conséquence, en utilisant QPSK, nous obtenons 8 bits d'information par symbole de canal.
Le principal problème avec PPM et CCSK est la sensibilité à la propagation par trajets multiples lorsque le délai entre les réflexions du signal dépasse la durée du code PN. Ces types de modulations sont donc difficiles à utiliser en intérieur avec de telles réflexions. CCSK est assez facile à démoduler et ne nécessite qu'une légère augmentation de complexité par rapport à un circuit modulateur/démodulateur traditionnel. Le schéma CCSK est similaire au schéma de modulation MBOK avec QPSK (voir Fig. 2), sauf qu'au lieu d'un bloc permettant de sélectionner l'une des 8 fonctions de Walsh, il existe un bloc de décalage de mot.
Modulation DSSS/PPM
Les signaux modulés en phase par impulsions à séquence directe à large bande (DSSS/PPM) sont un type de signal qui constitue un développement ultérieur des signaux à spectre étalé à séquence directe.
L'idée de la modulation de phase d'impulsion pour les signaux à large bande conventionnels est qu'une augmentation de la vitesse de l'information est obtenue en modifiant l'intervalle de temps entre les pics de corrélation de symboles successifs. La modulation a été inventée par Rajeev Krishnamoorthy et Israel Bar-David aux Bell Labs aux Pays-Bas.
Les implémentations de modulation actuelles permettent de déterminer huit positions temporelles d'impulsions de corrélation dans l'intervalle de symboles (au sein de l'intervalle de séquence PN). Si cette technologie est appliquée indépendamment sur les canaux I et Q dans DQPSK, alors 64 (8x8) états d'information différents sont obtenus. En combinant la modulation de phase avec la modulation DQPSK, qui fournit deux états différents dans le canal I et deux états différents dans le canal Q, 256 (64x2x2) états sont obtenus, ce qui équivaut à 8 bits d'information par symbole.
Modulation DSSS/QAM
Les signaux à large bande à modulation d'amplitude en quadrature à séquence directe (DSSS/QAM) peuvent être considérés comme des signaux modulés DQPSK à large bande classiques, dans lesquels les informations sont également transmises par un changement d'amplitude. En appliquant une modulation d'amplitude à deux niveaux et DQPSK, 4 états différents sont obtenus dans le canal I et 4 états différents dans le canal Q. Le signal modulé peut également être soumis à une modulation de phase d'impulsion, ce qui augmentera la vitesse de l'information.
L'une des limites du DSSS/QAM est que les signaux avec une telle modulation sont très sensibles à la propagation par trajets multiples. De plus, du fait de l'utilisation de la modulation de phase et d'amplitude, le rapport Eb/N0 est augmenté pour obtenir la même valeur BER que pour MBOK.
Pour réduire la sensibilité à la distorsion, vous pouvez utiliser un égaliseur. Mais son utilisation n’est pas souhaitable pour deux raisons.
Premièrement, il est nécessaire d'augmenter la séquence de symboles qui ajuste l'égaliseur, ce qui à son tour augmente la longueur du préambule. Deuxièmement, l’ajout d’un égaliseur augmentera le coût du système dans son ensemble.
Une modulation en quadrature supplémentaire peut également être utilisée dans les systèmes avec sauts de fréquence. Ainsi, WaveAccess a sorti un modem de la marque Jaguar, qui utilise la technologie Frequency Hopping, la modulation QPSK en conjonction avec 16QAM. Contrairement à la modulation de fréquence FSK généralement acceptée dans ce cas, cela permet un taux de transfert de données réel de 2,2 Mbit/s. Les ingénieurs de WaveAccess estiment que l'utilisation de la technologie DSSS avec des vitesses plus élevées (jusqu'à 10 Mbit/s) n'est pas pratique en raison de la courte portée de transmission (pas plus de 100 m).
Modulation OCDM
Les signaux à large bande produits par multiplexage de plusieurs signaux OCDM (Orthogonal Code Division Multiplex) utilisent simultanément plusieurs canaux à large bande sur la même fréquence.
Les canaux sont séparés à l'aide de codes PN orthogonaux. Sharp a annoncé un modem de 10 mégabits construit à l'aide de cette technologie. En fait, 16 canaux avec 16 codes orthogonaux à puce sont transmis simultanément. BPSK est appliqué dans chaque canal, puis les canaux sont additionnés à l'aide d'une méthode analogique.
Data Mux - multiplexeur de données d'entrée
BPSK - modulation de phase par bloc
Spread - bloc de spectre étalé à séquence directe
Somme - additionneur de sortie
Modulation OFDM
Les signaux à large bande, obtenus en multiplexant plusieurs signaux à large bande avec multiplexage par répartition orthogonale de la fréquence (OFDM), représentent la transmission simultanée de signaux modulés en phase sur différentes fréquences porteuses. La modulation est décrite dans MIL-STD 188C. L'un de ses avantages est sa haute résistance aux lacunes du spectre résultant de l'atténuation par trajets multiples. L'atténuation à bande étroite peut exclure une ou plusieurs porteuses. Une connexion fiable est assurée en répartissant l'énergie du symbole sur plusieurs fréquences.
Cela dépasse de 2,5 fois l’efficacité spectrale d’un système QPSK similaire. Il existe des microcircuits prêts à l'emploi qui mettent en œuvre la modulation OFDM. Motorola produit notamment le démodulateur OFDM MC92308 et la puce OFDM « frontale » MC92309. Le schéma d'un modulateur OFDM typique est présenté sur la Fig. 6.
Data mux - multiplexeur de données d'entrée
Canal - canal de fréquence
BPSK - modulation de phase par bloc
Somme - additionneur de canaux de fréquence
Conclusion
Le tableau comparatif présente les notes de chaque type de modulation selon différents critères et la note finale. Un score inférieur correspond à un meilleur score. La modulation d'amplitude en quadrature est prise à titre de comparaison uniquement.
Au cours de l'examen, divers types de modulations présentant des valeurs d'évaluation inacceptables pour divers indicateurs ont été rejetés. Par exemple, les signaux à large bande avec modulation de phase (PSK) à 16 positions - en raison d'une faible résistance aux interférences, les signaux à très large bande - en raison des restrictions sur la longueur de la gamme de fréquences et de la nécessité de disposer d'au moins trois canaux pour le fonctionnement conjoint de réseaux radio à proximité.
Parmi les types de modulation à large bande considérés, le plus intéressant est la modulation biorthogonale M-aire - MBOK.
En conclusion, je voudrais souligner la modulation, qui n'a pas été incluse dans une série d'expériences réalisées par les ingénieurs de Harris Semiconductor. Nous parlons de modulation QPSK filtrée (Filtered Quadrature Phase Shift Keying - FQPSK). Cette modulation a été développée par le professeur Kamilo Feher de l'Université de Californie et brevetée conjointement avec Didcom, Inc.
Pour obtenir FQPSK, un filtrage non linéaire du spectre du signal est utilisé dans l'émetteur avec sa restauration ultérieure dans le récepteur. De ce fait, le spectre FQPSK occupe environ la moitié de la surface par rapport au spectre QPSK, tous autres paramètres étant égaux. De plus, le PER (taux d'erreur de paquets) de FQPSK est 10-2-10-4 meilleur que celui de GMSK. GSMK est une modulation de fréquence gaussienne, utilisée notamment dans la norme de communications cellulaires numériques GSM. La nouvelle modulation a été suffisamment appréciée et utilisée dans leurs produits par des sociétés telles que EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications ainsi que la NASA.
Il est impossible de dire sans équivoque quel type de modulation sera utilisé dans le haut débit au 21e siècle. Chaque année, la quantité d'informations dans le monde augmente, de sorte que de plus en plus d'informations seront transmises via les canaux de communication. Le spectre des fréquences étant une ressource naturelle unique, les besoins en spectre utilisé par le système de transmission vont continuellement augmenter. Par conséquent, le choix de la méthode de modulation la plus efficace lors du développement du haut débit reste l’une des questions les plus importantes.