donde A y φ 0 son constantes, ω es la frecuencia portadora.
La información está codificada por la fase φ(t). Dado que durante la demodulación coherente el receptor tiene una portadora reconstruida s C (t) = Acos(ωt +φ 0), al comparar la señal (2) con la portadora se calcula el desplazamiento de fase actual φ(t). El cambio de fase φ(t) está relacionado uno a uno con la señal de información c(t).
Modulación de fase binaria (BPSK – BinaryPhaseShiftKeying)
El conjunto de valores de señales de información (0,1) se asigna de forma única al conjunto de cambios de fase (0, π). Cuando cambia el valor de la señal de información, la fase de la señal de radio cambia 180º. Por lo tanto, la señal BPSK se puede escribir como
Por eso, s(t)=A⋅2(C(t)-1/2)cos(ωt + φ 0) Así, para implementar la modulación BPSK, basta con multiplicar la señal portadora por la señal de información, que tiene muchos valores (-1,1). A la salida del modulador de banda base las señales
yo(t)= A⋅2(C(t)-1/2), Q(t)=0
La forma temporal de la señal y su constelación se muestran en la Fig. 3.
Arroz. 12. Forma temporal y constelación de señales de la señal BPSK: a – mensaje digital; b – señal moduladora; c – oscilación de ondas decamétricas modulada; GRAMO– constelación de señales
Modulación de fase en cuadratura (QPSK – QuadraturePhaseShiftKeying)
La modulación de fase en cuadratura es una modulación de fase de cuatro niveles (M=4), en la que la fase de la oscilación de alta frecuencia puede tomar 4 valores diferentes en incrementos de π / 2.
La relación entre el desfase de la oscilación modulada del conjunto (±π/4,±3π/4) y el conjunto de símbolos de mensajes digitales (00, 01, 10, 11) viene establecida en cada caso concreto por la norma para el canal de radio y se muestra mediante una constelación de señales similar a la Fig. 4. Las flechas indican posibles transiciones de un estado de fase a otro.
Arroz. 13. Constelación de modulación QPSK
En la figura se puede ver que la correspondencia entre los valores de los símbolos y la fase de la señal se establece de tal manera que en los puntos vecinos de la constelación de señales los valores de los símbolos correspondientes difieren solo en uno. poco. Al transmitir en condiciones ruidosas, el error más probable será determinar la fase de un punto de constelación adyacente. Con esta codificación, aunque se haya producido un error al determinar el significado de un símbolo, esto corresponderá a un error en uno (no dos) bits de información. De este modo, se consigue una reducción de la probabilidad de error de bit. Este método de codificación se llama código Gray.
Modulación de fase multiposición (M-PSK)
M-PSK se forma, como otras modulaciones de posiciones múltiples, agrupando k = log 2 M bits en símbolos e introduciendo una correspondencia uno a uno entre un conjunto de valores de símbolos y un conjunto de valores de desplazamiento de fase de forma de onda modulada. Los valores de cambio de fase del conjunto difieren en la misma cantidad. Por ejemplo, la Fig. 4 muestra la constelación de señales para 8-PSK con codificación Gray.
Arroz. 14. Constelación de señales de modulación 8-PSK
Tipos de modulación amplitud-fase (QAM)
Obviamente, para codificar la información transmitida, no se puede utilizar un parámetro de onda portadora, sino dos simultáneamente.
El nivel mínimo de errores de símbolos se alcanzará si la distancia entre puntos adyacentes en la constelación de señales es la misma, es decir la distribución de puntos de la constelación será uniforme en el plano. Por lo tanto, la constelación de señales debe tener una apariencia reticular. La modulación con este tipo de constelación de señales se denomina modulación de amplitud en cuadratura (QAM - Quadrature Amplitude Modulation).
QAM es una modulación multiposición. Cuando M=4 corresponde a QPSK, por lo tanto se considera formalmente para QAM M ≥ 8 (dado que el número de bits por símbolo k = log 2 M ,k∈N , entonces M sólo puede tomar valores de potencias de 2: 2, 4, 8, 16, etc.). Por ejemplo, la Fig. 5 muestra una constelación de señales 16-QAM con codificación Gray.
Arroz. 15. 16 –Constelación de modulación QAM
Tipos de frecuencia de modulación (FSK, MSK, M-FSK, GFSK, GMSK).
En el caso de la modulación de frecuencia, el parámetro de vibración de la portadora (la portadora de información) es la frecuencia de la portadora ω(t). La señal de radio modulada tiene la forma:
| s(t)= Acos(ω(t)t +φ 0)= Acos(ω c t +ω d c(t)t +φ 0)= | ||
| Acos(ω c t +φ 0) cos(ω d c(t)t) − Asen(ω c t+φ 0)sin(ω d c(t)t), | ||
donde ω c es la frecuencia central constante de la señal, ω d es la desviación (cambio) de frecuencia, c(t) es la señal de información, φ 0 es la fase inicial.
Si la señal de información tiene 2 valores posibles, se produce una modulación de frecuencia binaria (FSK - FrequencyShiftKeying). La señal de información en (4) es polar, es decir toma valores (-1,1), donde -1 corresponde al valor de la señal de información original (no polar) 0, y 1 a uno. Así, con la modulación de frecuencia binaria, el conjunto de valores de la señal de información original (0,1) está asociado al conjunto de valores de la frecuencia de la señal de radio modulada (ω c −ω d,ω c + ωd). El tipo de señal FSK se muestra en la Fig. 1.11.
Arroz. 16. Señal FSK: a – mensaje de información; B- señal moduladora; c – modulación de la oscilación de HF
De (4) se deduce la implementación directa del modulador FSK: las señales I(t) y Q(t) tienen la forma: I (t) = Acos(ω d c(t)t), Q(t) = Asin( ω rec(t )t) . Dado que las funciones sin y cos toman valores en el intervalo [-1..1], la constelación de señales de la señal FSK es un círculo con radio A.
La modulación de fase en cuadratura QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) es una modulación de fase de cuatro niveles (M = 4), en la que la fase de la oscilación de RF puede tomar cuatro valores diferentes con un paso igual a
π/2. Cada |
valor de fase |
señal modulada |
|||
contiene dos bits de información. Porque el |
absoluto |
||||
valores de fase |
no importa, elijamos |
||||
± π 4, ± 3 π 4. |
Correspondencia |
valores |
|||
señal modulada ± π 4, ± 3 π 4 |
y transmitido |
||||
Los dibits de la secuencia de información 00, 01, 10, 11 se establecen mediante código Gray (ver Fig. 3.13) o algún otro algoritmo. Es obvio que los valores de la señal moduladora con modulación QPSK cambian la mitad de veces que con modulación BPSK (a la misma velocidad de transferencia de información).
Envoltura compleja g(t) con modulación QPSK
es una señal de banda base polar pseudoaleatoria, cuyos componentes en cuadratura, según
(3.41), tome valores numéricos ± 1 2 . Donde
La duración de cada símbolo de la envolvente compleja es el doble que la de los símbolos de la señal moduladora digital original. Como se sabe, la densidad espectral de potencia de una señal multinivel coincide con la densidad espectral de potencia de una señal binaria en
M = 4 y por lo tanto T s = 2T b . En consecuencia, la densidad espectral de potencia de la señal QPSK (por
frecuencias positivas) basado en la ecuación (3.28) está determinado por la expresión:
P(f) = K × ( |
pecado 2 |
||||
p×(f - f |
)×2×T |
||||
De la ecuación (3.51) se deduce que la distancia entre los primeros ceros en la densidad espectral de potencia de la señal QPSK es igual a D f = 1 T b, que es dos veces menor que
para modulación BPSK. En otras palabras, la eficiencia espectral de la modulación QPSK en cuadratura es dos veces mayor que la de la modulación de fase binaria BPSK.
porque(ωctt) |
||||||
Formativo |
||||||
peso(t) |
Moldeador |
|||||
cuadratura |
Sumador |
|||||
componente |
||||||
Él) |
pecado(ωct) |
|||||
Formativo |
||||||
Fig.3.15. Señal QPSK del modulador de cuadratura
El diagrama funcional de un modulador QPSK en cuadratura se muestra en la Fig. 3.15. El convertidor de código recibe una señal digital a velocidad R. El conversor de código genera los componentes de cuadratura del complejo.
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sobre de acuerdo con la Tabla 3.2 a una velocidad dos veces menor que la original. Los filtros de conformación proporcionan una banda de frecuencia determinada de la señal moduladora (y en consecuencia modulada). Los componentes de cuadratura de la frecuencia portadora se suministran a los multiplicadores de RF desde el circuito sintetizador de frecuencia. A la salida del sumador hay una señal modulada QPSK resultante s (t) en
de acuerdo con (3.40).
Tabla 3.2
Generación de señal QPSK
porque[θk] |
|||||||||||||||
pecado[θk] |
|||||||||||||||
componente |
|||||||||||||||
componente I |
|||||||||||||||
La señal QPSK, al igual que la señal BPSK, no contiene una frecuencia portadora en su espectro y solo puede recibirse utilizando un detector coherente, que es una imagen especular del circuito modulador y
calle) |
||||||
porque(ωctt) |
||||||
recuperación |
||||||
digital |
||||||
pecado(ωct) |
||||||
Él)
Fig.3.16. Señal QPSK del demodulador en cuadratura
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se muestra en la figura 3.16.
3.3.4. Modulación de fase binaria diferencial DBPSK
La ausencia fundamental de una frecuencia portadora en el espectro de la señal modulada conduce en algunos casos a una complicación injustificada del demodulador en el receptor. Las señales QPSK y BPSK solo pueden recibirse mediante un detector coherente, para cuya implementación es necesario transmitir una frecuencia de referencia junto con la señal o implementar un circuito especial de recuperación de portadora en el receptor. Se logra una simplificación significativa del circuito detector cuando la modulación de fase se implementa en la forma diferencial DBPSK (codificación por desplazamiento de fase binaria diferencial).
La idea de la codificación diferencial es transmitir no el valor absoluto de un símbolo de información, sino su cambio (o no cambio) en relación con el valor anterior. En otras palabras, cada carácter transmitido posteriormente contiene información sobre el carácter anterior. Por lo tanto, para extraer la información original durante la demodulación, es posible utilizar no el valor absoluto, sino el valor relativo del parámetro modulado de la frecuencia portadora como señal de referencia. El algoritmo de codificación binaria diferencial se describe mediante la siguiente fórmula:
dk = |
m k Å re k −1 |
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donde ( m k ) es la secuencia binaria original; (NS)-
la secuencia binaria resultante; Å es el símbolo de la suma módulo 2.
En la Tabla 3.3 se muestra un ejemplo de codificación diferencial.
Tabla 3.3 |
||||||||||
Codificación diferencial de binario. |
||||||||||
señal digital |
||||||||||
(d k |
||||||||||
(d k |
||||||||||
La codificación diferencial de hardware se implementa en forma de un circuito de retardo de señal durante un intervalo de tiempo igual a la duración de un símbolo en una secuencia de información binaria y un circuito de suma de módulo 2 (Fig. 3.17).
circuito lógico |
|||||
dk = |
|||||
m k Å re k −1 |
|||||
Línea de retardo
Figura 3.17. Codificador de señal diferencial DBPSK
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En la figura 3.18 se muestra un detector diferencial incoherente de una señal DBPSK a una frecuencia intermedia.
El detector retrasa el pulso recibido en un intervalo de símbolo y luego multiplica los símbolos recibidos y retrasados:
s k × s k −1 = re k pecado(w c t )d k −1 × pecado(w c t ) = 1 2 re k × d k −1 × .
Después de filtrar usando un filtro de paso bajo o combinado
Es obvio que ni la forma temporal de la envolvente compleja ni la composición espectral de la señal DBPSK diferencial diferirán de la señal BPSK habitual.
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3.3.5. Modulación de fase en cuadratura diferencial π/4 DQPSK
La modulación π/4 DQPSK (Modulación por desplazamiento de fase diferencial cuadrante) es una forma de modulación de fase diferencial diseñada específicamente para señales QPSK de cuatro niveles. Este tipo de señal de modulación puede demodularse mediante un detector no coherente, como es típico de las señales de modulación DBPSK.
La diferencia entre codificación diferencial en modulación DQPSK π/4 y codificación diferencial en modulación DBPSK es que el cambio relativo no se transmite en el símbolo digital modulante, sino en el parámetro modulado, en este caso la fase. El algoritmo para generar una señal modulada se explica en la Tabla 3.4.
Tabla 3.4
Algoritmo de generación de señal π/4 DQPSK
Información |
|||||
ny dígito |
|||||
Incremento |
ϕ = π 4 |
ϕ = 3 π 4 |
ϕ = −3 π 4 |
ϕ = − π 4 |
|
ángulo de fase |
|||||
componente Q |
Q = pecado (θk ) = pecado (θk − 1 + |
||||
componente I |
I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 + |
||||
Cada dígito de la secuencia de información original está asociado con un incremento de fase de la frecuencia portadora. El incremento del ángulo de fase es un múltiplo de π/4. En consecuencia, el ángulo de fase absoluto θ k puede tomar ocho valores diferentes en incrementos
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π/4, y cada componente de cuadratura de la envolvente compleja es uno de cinco valores posibles:
0, ±1 2, ±1. La transición de una fase de la frecuencia portadora a otra se puede describir usando el diagrama de estado de la Fig. 3.13 para M = 8 seleccionando alternativamente el valor absoluto de la fase de la frecuencia portadora de cuatro posiciones.
El diagrama de bloques de un modulador DQPSK π/4 se muestra en la figura 3.19. La señal moduladora digital binaria original ingresa al convertidor de fase de código. En el convertidor, después de retrasar la señal en un intervalo de símbolo, se determinan el valor dibit actual y el correspondiente incremento de fase φ k de la frecuencia portadora. Este
el incremento de fase se envía a las calculadoras de los componentes I Q en cuadratura de la envolvente compleja (Tabla 3.3). Salida
La calculadora de coeficiente intelectual es de cinco niveles.
señal digital con duración de pulso dos veces |
||||||||||
Q = cos(θk –1 + Δφ) |
Filtro de forma |
|||||||||
porque(ωctt) |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
semana(t) |
||||||||||
Convertidor |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
pecado(ωct) |
||||||||||
I = pecado(θk –1 + Δφ) |
Filtro de forma |
|||||||||
Fig.3.19. Diagrama funcional del modulador π/4 DQPSK |
||||||||||
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exceder la duración del pulso de la señal digital binaria original. A continuación, pasan las componentes de cuadratura I (t), Q (t) de la envolvente compleja.
filtro de conformación y se alimentan a multiplicadores de alta frecuencia para formar componentes de cuadratura de la señal de alta frecuencia. A la salida del sumador de alta frecuencia hay un completamente formado
Señal π/4 DQPSK.
El demodulador de señal DQPSK π/4 (Fig. 3.20) está diseñado para detectar componentes en cuadratura de la señal moduladora y tiene una estructura similar a la estructura del demodulador de señal DBPSK. Señal RF de entrada r (t) = cos(ω c t + θ k) a frecuencia intermedia
rI(t)
r(t)
Retardo τ = T s
dispositivo de decisión w(t)
Desplazamiento de fase Δφ = π/2
rQ(t)
Fig.3.20. Demodulador π/4 señal DQPSK a frecuencia intermedia
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va a la entrada del circuito de retardo y a los multiplicadores de RF. La señal en la salida de cada multiplicador (después de eliminar los componentes de alta frecuencia) tiene la forma:
r I (t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + q k −1) = cos(Df k); |
||
r Q (t) = cos(w c t + q k) × pecado(w c t + q k −1) = pecado(Df k). |
||
El solucionador analiza las señales de banda base en la salida de cada filtro de paso bajo. Se determinan el signo y la magnitud del incremento del ángulo de fase y, en consecuencia, el valor del dibit recibido. La implementación de hardware de un demodulador a una frecuencia intermedia (ver Fig. 3.20) no es una tarea fácil debido a los altos requisitos de precisión y estabilidad del circuito de retardo de alta frecuencia. Una versión más común del circuito demodulador de señal DQPSK π/4 con transferencia directa de la señal modulada al rango de banda base, como se muestra en la Fig. 3.21.
r(t) |
r11(t) |
rQ(t) |
|||||||||
τ = T s |
|||||||||||
porque(ωct + γ) |
r1(t) |
r12(t) |
rI(t) |
||||||||
r21(t) |
|||||||||||
pecado(ωct + γ) |
|
r2(t) |
|
r22(t) |
|
τ = T s |
|
Fig.3.21. Demodulador π/4 señal QPSK en el rango de banda base
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La transferencia directa de la señal modulada al rango de banda base le permite implementar completamente
transferencia del espectro de oscilación modulado al rango de banda base. Las señales de referencia, también suministradas a las entradas de los multiplicadores de RF, no están sincronizadas con la frecuencia portadora de la oscilación modulada. Como resultado, las señales de banda base a la salida de los filtros de paso bajo tienen un desplazamiento de fase arbitrario, que se supone constante durante el intervalo de símbolo:
(t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + g) = cos(q k - g); |
|||
r 2 (t) = cos(w c t + q k) × pecado(w c t + g) = pecado(q k - g), |
|||
donde γ es el cambio de fase entre las señales recibidas y de referencia.
Las señales de banda base demoduladas se alimentan a dos circuitos de retardo y cuatro multiplicadores de banda base, en cuyas salidas se producen las siguientes señales:
r 11 (t) = cos(q k - g) × cos(q k −1 - g); |
|
r 22 (t) = pecado(q k - g) × pecado(q k −1 - g); |
|
r 12 (t) = cos(q k - g) × pecado(q k −1 - g); |
r 21 (t) = pecado(q k - g) × cos(q k −1 - g).
Como resultado de sumar las señales de salida de los multiplicadores, se elimina un cambio de fase arbitrario γ, dejando solo información sobre el incremento en el ángulo de fase de la frecuencia portadora Δφ:
Dj k);
r yo (t) = r 12 (t) + r 21 (t) =
R 12 (t) = cos(q k - g) × pecado(q k −1 - g) + r 21 (t) =
Sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).
Implementación de un circuito de retardo en el rango de banda base y
El procesamiento digital posterior de la señal demodulada aumenta significativamente la estabilidad del circuito y la confiabilidad de la recepción de la información.
3.3.6. Modulación de cambio de fase en cuadratura
OQPS (Modificación por desplazamiento de fase cuadrada con compensación) es un caso especial de QPSK. La envolvente de frecuencia portadora de una señal QPSK es teóricamente constante. Sin embargo, cuando la banda de frecuencia de la señal moduladora es limitada, se pierde la propiedad de constancia de la amplitud de la señal modulada en fase. Cuando se transmiten señales con modulación BPSK o QPSK, el cambio de fase en un intervalo de símbolo puede ser π o p 2. Intuitivamente
Está claro que cuanto mayor es el salto instantáneo en la fase de la portadora, mayor es la AM acompañante que se produce cuando el espectro de la señal es limitado. De hecho, cuanto mayor sea la magnitud del cambio instantáneo en la amplitud de la señal cuando cambia su fase, mayor será la magnitud de los armónicos del espectro correspondientes a este salto de tiempo. En otras palabras, cuando el espectro de la señal es limitado
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la magnitud de la AM interna resultante será proporcional a la magnitud del salto de fase instantáneo en la frecuencia portadora.
En una señal QPSK, puede limitar el salto máximo de fase de la portadora si utiliza un desplazamiento de tiempo de T b entre los canales Q e I, es decir introducir elemento
retrasos del valor T b en el canal Q o I. Uso
El cambio de tiempo conducirá al hecho de que el cambio de fase completo necesario se producirá en dos etapas: primero, el estado de un canal cambia (o no cambia), luego el otro. La Figura 3.22 muestra la secuencia de pulsos moduladores Q (t) e I (t) en
Canales en cuadratura para modulación QPSK convencional.
Q(t)
Él) |
||||||||||||||||
Yo(t-Tb) |
||||||||||||||||
2T |
||||||||||||||||
Fig.3.22. Modulación de señales en canales I/Q con QPSK
y modulación OQPSK
La duración de cada pulso es T s = 2 T b . Cambio de fase de portadora al cambiar cualquier símbolo en I o Q
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5. DESCRIPCIÓN GENERAL DE LOS TIPOS DE MODULACIÓN
La transformación de la oscilación armónica de una portadora (uno o más de sus parámetros) de acuerdo con la ley de cambio en la secuencia de información transmitida se llama modulación. Al transmitir señales digitales en forma analógica, operan con el concepto de manipulación.
El método de modulación juega un papel importante para lograr la máxima velocidad de transmisión de información posible para una determinada probabilidad de recepción errónea. Las capacidades máximas del sistema de transmisión se pueden evaluar utilizando la conocida fórmula de Shannon, que determina la dependencia de la capacidad C de un canal continuo con ruido blanco gaussiano de la banda de frecuencia utilizada F y la relación entre las potencias de señal y ruido Pc/ Psh.
donde PC es la potencia de señal promedio;
PSh es la potencia de ruido media en la banda de frecuencia.
El ancho de banda se define como el límite superior de la velocidad de transmisión de información real V. La expresión anterior nos permite encontrar el valor máximo de la velocidad de transmisión que se puede alcanzar en un canal gaussiano con valores dados: el ancho del rango de frecuencia en el que se realiza la transmisión (DF) y la relación señal/ruido (PC/RSH).
La probabilidad de una recepción errónea de un bit en un determinado sistema de transmisión está determinada por la relación PC/РШ. De la fórmula de Shannon se deduce que un aumento en la velocidad de transmisión específica V/DF requiere un aumento en los costos de energía (PC) por bit. La dependencia de la velocidad de transmisión específica de la relación señal-ruido se muestra en la Fig. 5.1.
Figura 5.1 – Dependencia de la velocidad de transmisión específica de la relación señal-ruido
Cualquier sistema de transmisión puede describirse mediante un punto que se encuentra debajo de la curva que se muestra en la figura (región B). Esta curva a menudo se denomina frontera o límite de Shannon. Para cualquier punto del área B, es posible crear un sistema de comunicación cuya probabilidad de recepción errónea puede ser tan pequeña como sea necesario.
Los sistemas modernos de transmisión de datos requieren que la probabilidad de un error no detectado no sea superior a 10-4...10-7.
En la tecnología de comunicaciones digitales moderna, las más comunes son la modulación de frecuencia (FSK), la modulación de fase relativa (DPSK), la modulación de fase en cuadratura (QPSK), la modulación de fase desplazada (offset), denominada O-QPSK o SQPSK, la modulación de amplitud en cuadratura ( QAM).
Con la modulación de frecuencia, los valores “0” y “1” de la secuencia de información corresponden a determinadas frecuencias de la señal analógica con amplitud constante. La modulación de frecuencia es muy resistente al ruido, pero desperdicia el ancho de banda del canal de comunicación. Por tanto, este tipo de modulación se utiliza en protocolos de baja velocidad que permiten la comunicación a través de canales con una relación señal-ruido baja.
Con la modulación de fase relativa, dependiendo del valor del elemento de información, solo cambia la fase de la señal mientras que la amplitud y la frecuencia permanecen sin cambios. Además, cada bit de información no está asociado con el valor absoluto de la fase, sino con su cambio con respecto al valor anterior.
Más a menudo se utiliza DPSK de cuatro fases, o DPSK doble, basado en la transmisión de cuatro señales, cada una de las cuales transporta información sobre dos bits (dibit) de la secuencia binaria original. Normalmente se utilizan dos conjuntos de fases: dependiendo del valor del dibit (00, 01, 10 u 11), la fase de la señal puede cambiar a 0°, 90°, 180°, 270° o 45°, 135°, 225 °, 315° respectivamente. En este caso, si el número de bits codificados es superior a tres (8 posiciones de rotación de fase), la inmunidad al ruido de DPSK se reduce drásticamente. Por este motivo, DPSK no se utiliza para la transmisión de datos de alta velocidad.
Los módems de modulación de fase en cuadratura o de 4 posiciones se utilizan en sistemas donde la eficiencia espectral teórica de los dispositivos de transmisión BPSK (1 bit/(s·Hz)) es insuficiente para el ancho de banda disponible. Las diversas técnicas de demodulación utilizadas en los sistemas BPSK también se utilizan en los sistemas QPSK. Además de la extensión directa de los métodos de modulación binaria al caso de QPSK, también se utiliza la modulación de 4 posiciones con un desplazamiento (offset). En la tabla se muestran algunas variedades de QPSK y BPSK. 5.1.
Con la modulación de amplitud en cuadratura, tanto la fase como la amplitud de la señal cambian, lo que le permite aumentar la cantidad de bits codificados y al mismo tiempo mejorar significativamente la inmunidad al ruido. Actualmente, se utilizan métodos de modulación en los que el número de bits de información codificados en un intervalo de baudios puede llegar a 8...9, y el número de posiciones de señal en el espacio de señal puede llegar a 256...512.
Tabla 5.1 – Tipos de QPSK y BPSK
| PSK binario | PSK de cuatro posiciones | Breve descripción |
| BPSK | QPSK | BPSK y QPSK coherentes convencionales |
| DEBPSK | DEQPSK | BPSK y QPSK coherentes convencionales con codificación relativa y SVN |
| DBSK | DQPSK | QPSK con demodulación de autocorrelación (sin EHV) |
| FBPSK | BPSK o QPSK Con procesador Feer patentado adecuado para sistemas de amplificación no lineal QPSK con desplazamiento (compensación) QPSK con desplazamiento y codificación relativa QPSK con shift y procesadores patentados de Feer QPSK con codificación relativa y cambio de fase por p/4 |
La representación en cuadratura de señales es un medio conveniente y bastante universal para describirlas. La representación en cuadratura consiste en expresar la vibración como una combinación lineal de dos componentes ortogonales: seno y coseno:
S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)
donde x(t) e y(t) son cantidades discretas bipolares.
Esta modulación (manipulación) discreta se lleva a cabo en dos canales sobre portadoras desplazadas 90° entre sí, es decir ubicado en cuadratura (de ahí el nombre del método de representación y generación de señal).
Expliquemos el funcionamiento del circuito en cuadratura (Fig. 5.2) usando el ejemplo de generación de señales QPSK.
Figura 5.2 – Circuito modulador en cuadratura
La secuencia original de símbolos binarios de duración T se divide, utilizando un registro de desplazamiento, en pulsos Y impares, que se suministran al canal en cuadratura (coswt), y pulsos X pares, suministrados al canal en fase (sinwt). Ambas secuencias de impulsos llegan a las entradas de los correspondientes formadores de impulsos manipuladores, en cuyas salidas se forman secuencias de impulsos bipolares x(t) e y(t).
Los pulsos de manipulación tienen una amplitud y duración de 2T. Los pulsos x(t) e y(t) llegan a las entradas de los multiplicadores de canal, en cuyas salidas se forman oscilaciones bifásicas moduladas en fase. Después de sumar, forman una señal QPSK.
La expresión anterior para describir la señal se caracteriza por la independencia mutua de los pulsos de manipulación multinivel x(t), y(t) en los canales, es decir Un nivel de uno en un canal puede corresponder a un nivel de uno o cero en otro canal. Como resultado, la señal de salida del circuito en cuadratura cambia no solo en fase, sino también en amplitud. Dado que la manipulación de la amplitud se realiza en cada canal, este tipo de modulación se denomina modulación en cuadratura de amplitud.
Utilizando una interpretación geométrica, cada señal QAM se puede representar como un vector en el espacio de la señal.
Marcando solo los extremos de los vectores, para señales QAM obtenemos una imagen en forma de punto de señal, cuyas coordenadas están determinadas por los valores x(t) e y(t). El conjunto de puntos de señales forma la llamada constelación de señales.
En la Fig. 5.3 muestra el diagrama de bloques del modulador, y la Fig. 5.4 – constelación de señales para el caso en que x(t) e y(t) toman valores ±1, ±3 (QAM-4).
Figura 5.4 – Diagrama de señal QAM-4
Los valores ±1, ±3 determinan los niveles de modulación y son de naturaleza relativa. La constelación contiene 16 puntos de señal, cada uno de los cuales corresponde a cuatro bits de información transmitidos.
Una combinación de niveles ±1, ±3, ±5 puede formar una constelación de 36 puntos de señal. Sin embargo, de estos, los protocolos ITU-T utilizan sólo 16 puntos distribuidos uniformemente en el espacio de la señal.
Hay varias formas de implementar QAM-4 en la práctica, la más común de las cuales es el llamado método de modulación de superposición (SPM). El esquema que implementa este método utiliza dos QPSK idénticas (Fig. 5.5).
Utilizando la misma técnica para obtener QAM, se puede obtener un diagrama para la implementación práctica de QAM-32 (Fig. 5.6).
Figura 5.5 – Circuito modulador QAM-16
Figura 5.6 – Circuito modulador QAM-32
La obtención de QAM-64, QAM-128 y QAM-256 se produce de la misma forma. No se dan esquemas para obtener estas modulaciones debido a su engorroso carácter.
Se sabe por la teoría de la comunicación que con el mismo número de puntos en la constelación de señales, la inmunidad al ruido de los sistemas QAM y QPSK es diferente. Con una gran cantidad de puntos de señal, el espectro QAM es idéntico al espectro de señales QPSK. Sin embargo, las señales QAM tienen mejor rendimiento que los sistemas QPSK. La razón principal de esto es que la distancia entre puntos de señal en un sistema QPSK es menor que la distancia entre puntos de señal en un sistema QAM.
En la Fig. La Figura 5.7 muestra las constelaciones de señales de los sistemas QAM-16 y QPSK-16 con la misma intensidad de señal. La distancia d entre puntos adyacentes de una constelación de señales en un sistema QAM con L niveles de modulación está determinada por la expresión:
(5.3)
Lo mismo para QPSK:
(5.4)
donde M es el número de fases.
De las expresiones anteriores se deduce que con un aumento en el valor de M y el mismo nivel de potencia, los sistemas QAM son preferibles a los sistemas QPSK. Por ejemplo, con M=16 (L = 4) dQAM = 0,47 y dQPSK = 0,396, y con M=32 (L = 6) dQAM = 0,28, dQPSK = 0,174.
Así, podemos decir que QAM es mucho más eficiente en comparación con QPSK, lo que permite el uso de más modulación multinivel con la misma relación señal-ruido. Por lo tanto, podemos concluir que las características QAM serán las más cercanas al límite de Shannon (Fig. 5.8) donde: 1 – límite de Shannon, 2 – QAM, 3 – ARC en posición M, 4 – PSK en posición M.
Figura 5.8 - Dependencia de la eficiencia espectral de varias modulaciones de C/N
En general, los sistemas QAM de posición M de ganancia lineal, como 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, tienen una eficiencia espectral mayor que la QPSK de ganancia lineal, que tiene un límite de eficiencia teórica de 2 bits/(s∙Hz).
Uno de los rasgos característicos de QAM son los bajos valores de potencia fuera de banda (Fig. 5.9).
Figura 5.9 – Espectro de energía de QAM-64
El uso de QAM multiposición en su forma pura está asociado con el problema de una inmunidad al ruido insuficiente. Por lo tanto, en todos los protocolos modernos de alta velocidad, QAM se utiliza junto con la codificación trellis (TCM). La constelación de señales TCM contiene más puntos de señal (posiciones de señal) de los necesarios para la modulación sin codificación Trellis. Por ejemplo, QAM de 16 bits se convierte en una constelación de 32 QAM con codificación Trellis. Los puntos de constelación adicionales proporcionan redundancia de señal y se pueden utilizar para la detección y corrección de errores. La codificación convolucional combinada con TCM introduce dependencia entre puntos de señal sucesivos. El resultado fue una nueva técnica de modulación llamada modulación Trellis. Una combinación de un código QAM específico resistente al ruido seleccionado de cierta manera se denomina estructura de código de señal (SCC). Los SCM permiten aumentar la inmunidad al ruido de la transmisión de información y al mismo tiempo reducir los requisitos de relación señal-ruido en el canal entre 3 y 6 dB. Durante el proceso de demodulación, la señal recibida se decodifica mediante el algoritmo de Viterbi. Es este algoritmo, mediante el uso de redundancia introducida y el conocimiento del historial del proceso de recepción, el que permite, utilizando el criterio de máxima verosimilitud, seleccionar el punto de referencia más confiable del espacio de la señal.
El uso de QAM-256 permite transmitir 8 estados de señal, es decir, 8 bits, en 1 baudio. Esto le permite aumentar significativamente la velocidad de transferencia de datos. Así, con un ancho de rango de transmisión de Df = 45 kHz (como en nuestro caso), se puede transmitir 1 baudio, es decir, 8 bits, en un intervalo de tiempo de 1/Df. Entonces la velocidad máxima de transmisión en este rango de frecuencia será
Dado que en este sistema la transmisión se realiza en dos rangos de frecuencia con el mismo ancho, la velocidad máxima de transmisión de este sistema será de 720 kbit/s.
Dado que el flujo de bits transmitido contiene no sólo bits de información, sino también bits de servicio, la velocidad de la información dependerá de la estructura de las tramas transmitidas. Las tramas utilizadas en este sistema de transmisión de datos se forman según los protocolos Ethernet y V.42 y tienen una longitud máxima de K = 1518 bits, de los cuales KS = 64 son bits de servicio. Entonces, la velocidad de transmisión de información dependerá de la proporción de bits de información y bits de servicio.
Esta velocidad supera la velocidad especificada en las especificaciones técnicas. Por tanto, podemos concluir que el método de modulación elegido satisface los requisitos marcados en las especificaciones técnicas.
Dado que en este sistema la transmisión se realiza en dos rangos de frecuencia simultáneamente, se requiere la organización de dos moduladores que funcionen en paralelo. Pero hay que tener en cuenta que es posible que el sistema cambie de los rangos de frecuencia principales a los de respaldo. Por lo tanto, se requiere generación y control de las cuatro frecuencias portadoras. Un sintetizador de frecuencia diseñado para generar frecuencias portadoras consta de un generador de señal de referencia, divisores y filtros de alta calidad. Un generador de impulsos cuadrados de cuarzo actúa como generador de señales de referencia (Fig. 5.10).
Figura 5.10 - Generador con estabilización de cuarzo.
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Modificación por cambio de fase de cuatro posiciones (QPSK)
Se sabe por la teoría de la comunicación que la modulación de fase binaria BPSK tiene la mayor inmunidad al ruido. Sin embargo, en algunos casos, al reducir la inmunidad al ruido del canal de comunicación, es posible aumentar su rendimiento. Además, mediante la aplicación de codificación resistente al ruido, se puede planificar con mayor precisión el área cubierta por un sistema de comunicación móvil.
La modulación de fase de cuatro posiciones utiliza cuatro valores de fase de portadora. En este caso, la fase y(t) de la señal descrita por la expresión (25) debe tomar cuatro valores: 0°, 90°, 180° y 270°. Sin embargo, se utilizan más comúnmente otros valores de fase: 45°, 135°, 225° y 315°. Este tipo de representación de la modulación de fase en cuadratura se muestra en la Figura 1.
La misma figura muestra los valores de bits transmitidos por cada estado de fase de la portadora. Cada estado transmite dos bits de información útil a la vez. En este caso, el contenido de los bits se selecciona de tal manera que la transición a un estado adyacente de la fase de la portadora debido a un error de recepción no produzca más que un único error de bit.
Normalmente, se utiliza un modulador de cuadratura para generar una señal de modulación QPSK. Para implementar un modulador de cuadratura, necesitará dos multiplicadores y un sumador. Las entradas del multiplicador pueden recibir flujos de bits de entrada directamente en código NRZ. El diagrama de bloques de dicho modulador se muestra en la Figura 2.
Dado que en este tipo de modulación se transmiten dos bits del flujo de bits de entrada a la vez durante un intervalo de símbolo, la velocidad de símbolo de este tipo de modulación es de 2 bits por símbolo. Esto significa que al implementar un modulador, el flujo de entrada debe dividirse en dos componentes: el componente I en fase y el componente Q en cuadratura. Los bloques posteriores deben sincronizarse a una velocidad de símbolo.
Con esta implementación, el espectro de la señal a la salida del modulador es ilimitado y su forma aproximada se muestra en la Figura 3.
Figura 3. Espectro de una señal QPSK modulada por una señal NRZ.
Naturalmente, esta señal se puede limitar en espectro utilizando un filtro de paso de banda incluido en la salida del modulador, pero esto nunca se hace. El filtro Nyquist es mucho más eficiente. En la Figura 4 se muestra el diagrama de bloques de un modulador de cuadratura de señal QPSK, construido utilizando un filtro Nyquist.
Figura 4. Diagrama de bloques de un modulador QPSK usando un filtro Nyquist
El filtro Nyquist solo se puede implementar utilizando tecnología digital, por lo que en el circuito que se muestra en la Figura 17, se proporciona un convertidor digital a analógico (DAC) delante del modulador de cuadratura. Una característica del funcionamiento del filtro Nyquist es que en los intervalos entre puntos de referencia no debe haber ninguna señal en su entrada, por lo tanto, en su entrada hay un modelador de pulso que envía una señal a su salida solo en el momento de los puntos de referencia. El resto del tiempo hay señal cero en su salida.
En la Figura 5 se muestra un ejemplo de la forma de la señal digital transmitida a la salida del filtro Nyquist.
Figura 5. Ejemplo de diagrama de temporización de señal Q para modulación de fase QPSK de cuatro posiciones
Dado que en el dispositivo transmisor se utiliza un filtro Nyquist para estrechar el espectro de la señal de radio, no se produce distorsión entre símbolos en la señal sólo en los puntos de señal. Esto se puede ver claramente en el diagrama de ojo de la señal Q que se muestra en la Figura 6.
Además de estrechar el espectro de la señal, el uso de un filtro Nyquist provoca un cambio en la amplitud de la señal generada. En los intervalos entre puntos de referencia de la señal, la amplitud puede aumentar con respecto al valor nominal o disminuir hasta casi cero.
Para rastrear cambios tanto en la amplitud de la señal QPSK como en su fase, es mejor utilizar un diagrama vectorial. El diagrama fasor de la misma señal que se muestra en las Figuras 5 y 6 se muestra en la Figura 7.
Figura 7 diagrama vectorial de la señal QPSK con a = 0,6
El cambio en la amplitud de la señal QPSK también es visible en el oscilograma de la señal QPSK en la salida del modulador. La sección más característica del diagrama de temporización de la señal que se muestra en las Figuras 6 y 7 se muestra en la Figura 8. En esta figura, son claramente visibles tanto las caídas en la amplitud de la portadora de señal modulada como un aumento en su valor con respecto al nivel nominal.
Figura 8. Diagrama de tiempos de una señal QPSK con a = 0,6
Las señales de las Figuras 5 ... 8 se muestran para el caso de utilizar un filtro Nyquist con un factor de redondeo a = 0,6. Cuando se utiliza un filtro Nyquist con un valor más bajo de este coeficiente, la influencia de los lóbulos laterales de la respuesta impulsiva del filtro Nyquist tendrá un efecto más fuerte y las cuatro rutas de señal claramente visibles en las Figuras 6 y 7 se fusionarán en una zona continua. . Además, los aumentos repentinos en la amplitud de la señal aumentarán en relación con el valor nominal.
Figura 9: espectrograma de una señal QPSK con a = 0,6
La presencia de modulación de amplitud de la señal lleva a que en los sistemas de comunicación que utilizan este tipo de modulación sea necesario utilizar un amplificador de potencia altamente lineal. Desafortunadamente, estos amplificadores de potencia tienen una eficiencia baja.
La modulación de frecuencia con un espaciado mínimo de frecuencia MSK le permite reducir el ancho de banda que ocupa una señal de radio digital en el aire. Sin embargo, ni siquiera este tipo de modulación satisface todos los requisitos de los sistemas de radio móviles modernos. Normalmente, la señal MSK en el transmisor de radio se filtra con un filtro convencional. Es por eso que ha aparecido otro tipo de modulación con un espectro de radiofrecuencias aún más estrecho en el aire.
Métodos de modulación prometedores en sistemas de transmisión de datos de banda ancha
Hoy en día, a los especialistas en comunicación ya no les sorprenderá la misteriosa frase Spread Spectrum. Los sistemas de transmisión de datos de banda ancha (y eso es lo que se esconde detrás de estas palabras) se diferencian entre sí en el método y la velocidad de transmisión de datos, el tipo de modulación, el rango de transmisión, las capacidades del servicio, etc. Este artículo intenta clasificar los sistemas de banda ancha según el modulación utilizada en ellos.
Disposiciones básicas
Los sistemas de transmisión de datos de banda ancha (BDSTS) están sujetos al estándar unificado IEEE 802.11 en términos de protocolos y, en la parte de radiofrecuencia, a las reglas uniformes de la FCC (Comisión Federal de Comunicaciones de EE. UU.). Sin embargo, se diferencian entre sí en el método y la velocidad de transmisión de datos, el tipo de modulación, el alcance de transmisión, las capacidades del servicio, etc.
Todas estas características son importantes a la hora de elegir un accesorio de banda ancha (por parte de un comprador potencial) y un elemento base (por parte de un desarrollador, fabricante de sistemas de comunicación). En esta revisión, se intenta clasificar las redes de banda ancha según la característica menos cubierta en la literatura técnica, es decir, su modulación.
Usando varios tipos de modulaciones adicionales utilizadas junto con la modulación de fase (BPSK) y la modulación de fase en cuadratura (QPSK) para aumentar la velocidad de información al transmitir señales de banda ancha en el rango de 2,4 GHz, se pueden lograr velocidades de transmisión de información de hasta 11 Mbit/s. teniendo en cuenta las limitaciones impuestas por la FCC para el funcionamiento en este rango. Dado que se espera que las señales de banda ancha se transmitan sin obtener una licencia de espectro, las características de las señales se limitan para reducir la interferencia mutua.
Estos tipos de modulación son varias formas de modulación ortogonal M-aria (MOK), modulación de fase de pulso (PPM) y modulación de amplitud en cuadratura (QAM). La banda ancha también incluye señales recibidas por operación simultánea de varios canales paralelos separados por frecuencia (FDMA) y/o tiempo (TDMA). Dependiendo de las condiciones específicas se selecciona uno u otro tipo de modulación.
Seleccionar el tipo de modulación
La tarea principal de cualquier sistema de comunicación es transferir información desde la fuente del mensaje al consumidor de la forma más económica. Por tanto, se elige un tipo de modulación que minimice el efecto de interferencia y distorsión, consiguiendo así la máxima velocidad de información y la mínima tasa de error. Los tipos de modulación considerados se seleccionaron según varios criterios: resistencia a la propagación por trayectos múltiples; interferencia; número de canales disponibles; requisitos de linealidad del amplificador de potencia; rango de transmisión alcanzable y complejidad de implementación.
Modulación DSSS
La mayoría de los tipos de modulación presentados en esta revisión se basan en señales de banda ancha de secuencia directa (DSSS), las clásicas señales de banda ancha. En sistemas con DSSS, ampliar el espectro de la señal varias veces permite reducir la densidad de potencia espectral de la señal en la misma cantidad. La expansión del espectro se logra típicamente multiplicando una señal de datos de banda relativamente estrecha por una señal de expansión de banda ancha. La señal de dispersión o código de dispersión a menudo se denomina código similar a ruido o código PN (pseudoruido). El principio de la expansión del espectro descrita se muestra en la Fig. 1.
Período de bit - período del bit de información
Período de chip - período de seguimiento de chip
Señal de datos - datos
Código PN: código similar al ruido
Señal codificada - señal de banda ancha
Modulación DSSS/MOK
Las señales de secuencia directa de banda ancha con modulación ortogonal M-aria (o modulación MOK para abreviar) se conocen desde hace mucho tiempo, pero son bastante difíciles de implementar en componentes analógicos. Utilizando microcircuitos digitales, hoy es posible aprovechar las propiedades únicas de esta modulación.
Una variación de MOK es la modulación biortogonal M-aria (MBOK). Se logra un aumento en la velocidad de la información utilizando simultáneamente varios códigos PN ortogonales manteniendo la misma tasa de repetición de chip y forma del espectro. La modulación MBOK utiliza eficazmente la energía del espectro, es decir, tiene una relación bastante alta entre la velocidad de transmisión y la energía de la señal. Es resistente a interferencias y propagación por trayectos múltiples.
Del que se muestra en la Fig. 2 del esquema de modulación MBOK junto con QPSK, se puede ver que el código PN se selecciona de vectores M-ortogonales de acuerdo con el byte de datos de control. Dado que los canales I y Q son ortogonales, se les puede aplicar MBOK simultáneamente. En la modulación biortogonal también se utilizan vectores invertidos, lo que permite aumentar la velocidad de la información. El conjunto más utilizado de vectores Walsh verdaderamente ortogonales con una dimensión vectorial divisible por 2. Por lo tanto, se utiliza un sistema de vectores Walsh con una dimensión vectorial de 8 y QPSK como códigos PN, con una tasa de repetición de 11 megachips por segundo en total conformidad con el estándar IEEE 802.11 es posible transmitir 8 bits por símbolo de canal, lo que da como resultado una velocidad de canal de 1,375 megasímbolos por segundo y una velocidad de información de 11 Mbit/s.
La modulación simplifica bastante la organización del trabajo conjunto con sistemas de banda ancha que funcionan a velocidades de chip estándar y utilizan únicamente QPSK. En este caso, el encabezado de la trama se transmite a una velocidad 8 veces menor (en cada caso específico), lo que permite que un sistema más lento perciba correctamente este encabezado. Entonces la velocidad de transferencia de datos aumenta.
1. Datos de entrada
2. codificador
3. Multiplexor 1:8
4. Seleccione una de las 8 funciones de Walsh
5. Seleccione una de las 8 funciones de Walsh
6. Salida del canal I
7. Salida del canal Q
En teoría, MBOK tiene una tasa de error (BER) ligeramente menor en comparación con BPSK para la misma relación Eb/N0 (debido a sus propiedades de codificación), lo que la convierte en la modulación con mayor eficiencia energética. En BPSK cada bit se procesa independientemente del otro, en MBOK se reconoce el carácter. Si se reconoce incorrectamente, esto no significa que todos los bits de este símbolo se hayan recibido incorrectamente. Por tanto, la probabilidad de recibir un símbolo erróneo no es igual a la probabilidad de recibir un bit erróneo.
El espectro MBOK de señales moduladas corresponde al establecido en el estándar IEEE 802.11. Actualmente, Aironet Wireless Communications, Inc. ofrece puentes inalámbricos para redes Ethernet y Token Ring utilizando tecnología DSSS/MBOK y transmitiendo información por aire a velocidades de hasta 4 Mbit/s.
La inmunidad a trayectos múltiples depende de la relación Eb/N0 y de la distorsión de fase de la señal. Las simulaciones numéricas de la transmisión de señales MBOK de banda ancha realizadas por ingenieros de Harris Semiconductor dentro de los edificios han confirmado que dichas señales son bastante resistentes a estos factores de interferencia1. Ver: Andren C. Técnicas de modulación de 11 MBps // Harris Semiconductor Newsletter. 05/05/98.
En la Fig. La Figura 3 muestra gráficos de la probabilidad de recibir una trama de datos errónea (PER) en función de la distancia con una potencia de señal radiada de 15 dB/MW (para 5,5 Mbit/s - 20 dB/MW), obtenidos como resultado de simulación, para diversas velocidades de datos de información.
La simulación muestra que con un aumento en Es/N0, necesario para un reconocimiento confiable de símbolos, el PER aumenta significativamente en condiciones de fuerte reflexión de la señal. Para eliminar esto, se puede utilizar la recepción coordinada mediante múltiples antenas. En la Fig. La Figura 4 muestra los resultados para este caso. Para una recepción igualada óptima, el PER será igual al cuadrado del PER de la recepción no coordinada. Al considerar la Fig. 3 y 4, es necesario recordar que con PER=15% la pérdida real en la velocidad de la información será del 30% debido a la necesidad de retransmitir paquetes fallidos.
Un requisito previo para utilizar QPSK junto con MBOK es el procesamiento de señales coherente. En la práctica, esto se logra recibiendo el preámbulo y el encabezado de la trama usando BPSK para configurar un bucle de retroalimentación de fase. Sin embargo, todo esto, además del uso de correlacionadores en serie para el procesamiento coherente de señales, aumenta la complejidad del demodulador.
Modulación CCSK
Las señales de secuencia de código cíclico ortogonal (CCSK) M-ario de banda ancha son más fáciles de demodular que MBOK porque solo se utiliza un código PN. Este tipo de modulación se produce debido a un cambio temporal en el pico de correlación dentro de un símbolo. Utilizando el código de Barker de longitud 11 y una velocidad de 1 megasímbolo por segundo, es posible desplazar el pico a una de ocho posiciones. Las 3 posiciones restantes no permiten su uso para aumentar la velocidad de la información. De este modo se pueden transmitir tres bits de información por símbolo. Al agregar BPSK, puede transmitir un bit de información más por símbolo, es decir, en total 4. Como resultado, usando QPSK obtenemos 8 bits de información por símbolo de canal.
El principal problema con PPM y CCSK es la sensibilidad a la propagación por trayectos múltiples cuando el retraso entre las reflexiones de la señal excede la duración del código PN. Por tanto, este tipo de modulaciones son difíciles de utilizar en interiores con este tipo de reflejos. CCSK es bastante fácil de demodular y requiere sólo un ligero aumento en la complejidad de un circuito modulador/demodulador tradicional. El esquema CCSK es similar al esquema de modulación MBOK junto con QPSK (ver Fig. 2), solo que en lugar de un bloque para seleccionar una de las 8 funciones de Walsh hay un bloque de desplazamiento de palabras.
Modulación DSSS/PPM
Las señales de banda ancha moduladas en fase de pulso de secuencia directa (DSSS/PPM) son un tipo de señal que es un desarrollo adicional de las señales de espectro ensanchado de secuencia directa.
La idea de la modulación de fase de pulso para señales de banda ancha convencionales es que se obtiene un aumento en la velocidad de la información cambiando el intervalo de tiempo entre picos de correlación de símbolos sucesivos. La modulación fue inventada por Rajeev Krishnamoorthy e Israel Bar-David en Bell Labs en los Países Bajos.
Las implementaciones de modulación actuales permiten determinar ocho posiciones temporales de pulsos de correlación en el intervalo de símbolos (dentro del intervalo de secuencia PN). Si esta tecnología se aplica de forma independiente en los canales I y Q en DQPSK, se obtienen 64 (8x8) estados de información diferentes. Combinando la modulación de fase con la modulación DQPSK, que proporciona dos estados diferentes en el canal I y dos estados diferentes en el canal Q, se obtienen 256 (64x2x2) estados, lo que equivale a 8 bits de información por símbolo.
Modulación DSSS/QAM
Las señales de banda ancha de modulación de amplitud en cuadratura de secuencia directa (DSSS/QAM) pueden considerarse como señales clásicas moduladas por DQPSK de banda ancha, en las que la información también se transmite a través de un cambio de amplitud. Aplicando modulación de amplitud de dos niveles y DQPSK se obtienen 4 estados diferentes en el canal I y 4 estados diferentes en el canal Q. La señal modulada también puede someterse a modulación de fase de pulso, lo que aumentará la velocidad de la información.
Una de las limitaciones de DSSS/QAM es que las señales con dicha modulación son bastante sensibles a la propagación por trayectos múltiples. Además, debido al uso de modulación tanto de fase como de amplitud, la relación Eb/N0 aumenta para obtener el mismo valor de BER que para MBOK.
Para reducir la sensibilidad a la distorsión, puede utilizar un ecualizador. Pero su uso es indeseable por dos razones.
En primer lugar, es necesario aumentar la secuencia de símbolos que ajusta el ecualizador, lo que a su vez aumenta la longitud del preámbulo. En segundo lugar, agregar un ecualizador aumentará el costo del sistema en su conjunto.
También se puede utilizar modulación de cuadratura adicional en sistemas con salto de frecuencia. Así, WaveAccess ha lanzado un módem con la marca Jaguar, que utiliza la tecnología Frequency Hopping, modulación QPSK en conjunto con 16QAM. A diferencia de la modulación de frecuencia FSK generalmente aceptada, en este caso se consigue una velocidad de transferencia de datos real de 2,2 Mbit/s. Los ingenieros de WaveAccess creen que el uso de la tecnología DSSS con velocidades más altas (hasta 10 Mbit/s) no es práctico debido al corto alcance de transmisión (no más de 100 m).
Modulación OCDM
Las señales de banda ancha producidas mediante la multiplexación de múltiples señales de multiplexación por división de código ortogonal (OCDM) utilizan múltiples canales de banda ancha simultáneamente en la misma frecuencia.
Los canales se separan mediante códigos PN ortogonales. Sharp ha anunciado un módem de 10 megabits construido con esta tecnología. De hecho, se transmiten simultáneamente 16 canales con códigos ortogonales de 16 chips. Se aplica BPSK en cada canal, luego los canales se suman utilizando un método analógico.
Data Mux: multiplexor de datos de entrada
BPSK - modulación de fase en bloque
Spread - bloque de espectro ensanchado de secuencia directa
Suma - sumador de salida
Modulación OFDM
Las señales de banda ancha, obtenidas multiplexando varias señales de banda ancha con multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM), representan la transmisión simultánea de señales moduladas en fase en diferentes frecuencias portadoras. La modulación se describe en MIL-STD 188C. Una de sus ventajas es su alta resistencia a los espacios en el espectro resultantes de la atenuación por trayectos múltiples. La atenuación de banda estrecha puede excluir a una o más portadoras. Se garantiza una conexión fiable distribuyendo la energía del símbolo en varias frecuencias.
Esto supera la eficiencia espectral de un sistema QPSK similar en 2,5 veces. Hay microcircuitos prefabricados que implementan la modulación OFDM. En particular, Motorola produce el demodulador OFDM MC92308 y el chip OFDM "frontal" MC92309. El diagrama de un modulador OFDM típico se muestra en la Fig. 6.
Data mux - multiplexor de datos de entrada
Canal - canal de frecuencia
BPSK - modulación de fase en bloque
Suma - sumador de canales de frecuencia
Conclusión
La tabla comparativa muestra las calificaciones de cada tipo de modulación según varios criterios y la calificación final. Una puntuación más baja corresponde a una puntuación mejor. La modulación de amplitud en cuadratura se toma únicamente a modo de comparación.
Durante la revisión se descartaron varios tipos de modulaciones que tenían valores de evaluación inaceptables para diversos indicadores. Por ejemplo, señales de banda ancha con modulación de fase de 16 posiciones (PSK) -debido a una mala resistencia a las interferencias, señales de banda muy ancha- debido a restricciones en la longitud del rango de frecuencia y a la necesidad de tener al menos tres canales para el funcionamiento conjunto de Redes de radio cercanas.
Entre los tipos considerados de modulación de banda ancha, el más interesante es la modulación biortogonal M-aria - MBOK.
En conclusión, me gustaría señalar la modulación, que no se incluyó en una serie de experimentos realizados por los ingenieros de Harris Semiconductor. Estamos hablando de modulación QPSK filtrada (Filtered Quadrature Phase Shift Keying - FQPSK). Esta modulación fue desarrollada por el profesor Kamilo Feher de la Universidad de California y patentada conjuntamente con Didcom, Inc.
Para obtener FQPSK se utiliza un filtrado no lineal del espectro de la señal en el transmisor con su posterior restauración en el receptor. Como resultado, el espectro FQPSK ocupa aproximadamente la mitad del área en comparación con el espectro QPSK, siendo todos los demás parámetros iguales. Además, la PER (tasa de error de paquetes) de FQPSK es 10-2-10-4 mejor que la de GMSK. GSMK es una modulación de frecuencia gaussiana, utilizada particularmente en el estándar de comunicaciones celulares digitales GSM. La nueva modulación ha sido suficientemente apreciada y utilizada en sus productos por empresas como EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications y la NASA.
Es imposible decir de manera inequívoca qué tipo de modulación se utilizará en la banda ancha en el siglo XXI. Cada año crece la cantidad de información en el mundo, por lo que cada vez se transmitirá más información a través de los canales de comunicación. Dado que el espectro de frecuencias es un recurso natural único, las necesidades del espectro utilizado por el sistema de transmisión aumentarán continuamente. Por tanto, la elección del método de modulación más eficaz a la hora de desarrollar la banda ancha sigue siendo una de las cuestiones más importantes.