Introduzcamos el término "indicador de calidad":

(20)

El valor de M puede entenderse a partir de la fig. 12, que muestra una característica de transmisión típica de un FET de canal p.

La pendiente de la curva en U C. y =0 es igual a S max. Si la tangente en el punto U z.i = 0 continúa hasta que se cruza con el eje de abscisas, cortará el segmento U ots /M en este eje. Esto es fácil de demostrar a partir de (20):

(21)

Por lo tanto, M es una medida de la no linealidad de la característica de paso del transistor de efecto de campo. En ella se muestra que en la fabricación de transistores de efecto de campo por el método de difusión, M = 2.

Encuentre el valor de la corriente I c0 por la expresión (21):

Sustituyendo su valor en (19), obtenemos:

Si en la fórmula (1) ponemos R i >> R n, entonces la ganancia de voltaje para un circuito con una fuente común

(23)

Sustituyendo el valor de la ganancia (23) en la expresión (22), obtenemos:

(24)

De la relación (24), podemos sacar la siguiente conclusión: a un voltaje de suministro dado, la ganancia de etapa es inversamente proporcional al voltaje de corte del transistor de efecto de campo. Entonces, para transistores de efecto de campo fabricados por el método de difusión, M = 2 y en U ot1 = 1,5 V (KP103E), U ots2 = 7 V (KP103M), tensión de alimentación 12,6 V y U c = 7 V, las ganancias de las cascadas son iguales a 7,5 y 1,6, respectivamente. La ganancia de la cascada con PT1 aumenta aún más si, debido a un aumento en la resistencia de carga R n, U s se reduce a 1,6 V. Cabe señalar que en este caso, con una tensión de alimentación constante E p, un transistor con una pendiente baja puede proporcionar una mayor ganancia de voltaje que un transistor con una transconductancia más alta (debido a la mayor resistencia de carga).

En el caso de una resistencia de carga baja Rn, es deseable utilizar transistores de efecto de campo con un alto voltaje de corte para obtener una mayor ganancia (aumentando S).

Para transistores con un voltaje de corte bajo, el cambio en la corriente de drenaje con la temperatura es mucho menor que para transistores con un voltaje de corte alto y, por lo tanto, los requisitos para estabilizar el punto de operación son menores. Con polarizaciones de puerta que establecen el coeficiente de cambio de temperatura de la corriente de drenaje en cero, los transistores con un voltaje de corte más bajo tienen una corriente de drenaje más alta que un transistor con un voltaje de corte más alto. Además, dado que el voltaje de polarización en la puerta (con coeficiente de temperatura cero) es más alto para el segundo transistor, el transistor operará en un modo en el que la no linealidad de sus características se ve más afectada.

Para un voltaje de suministro dado, los FET de corte bajo permiten un mayor rango dinámico. Por ejemplo, de dos transistores con un voltaje de corte de 0.8 y 5 V a un voltaje de alimentación de 15 V y una resistencia de carga máxima calculada a partir de la relación (18), a la salida del primero, se puede obtener el doble de la amplitud del señal de salida (definida como la diferencia entre E p y U ots), igual a 14,2 V, mientras que en el segundo, solo 10 V. La diferencia en la ganancia será aún más pronunciada si se reduce E p. Entonces, si el voltaje de suministro se reduce a 5 V, entonces la amplitud duplicada del voltaje de salida del primer transistor será de 4.2 V, mientras que el segundo transistor es casi imposible de usar para estos fines.

DISTORSIÓN NO LINEAL EN AMPLIFICADORES

La cantidad de distorsión no lineal que ocurre en los amplificadores FET está determinada por muchos parámetros del circuito: polarización, voltaje de operación, resistencia de carga, nivel de señal de entrada y características de los transistores de efecto de campo.

Cuando se aplica un voltaje sinusoidal U 1 senωt a la entrada de un amplificador con una fuente común, el valor instantáneo del voltaje total en el circuito puerta-fuente se puede escribir

U z.i \u003d E cm + U 1 senωt

donde E cm es el voltaje de la polarización externa aplicada a la puerta.

Teniendo en cuenta la dependencia cuadrática de la corriente de drenaje con la tensión de puerta (1), el valor instantáneo de i c será igual a:

(24a)

Expandiendo los corchetes en la ecuación (24a), obtenemos una expresión detallada para la corriente de drenaje:

Puede verse en la expresión (24b) que la señal de salida, junto con el componente constante y el primer armónico, contiene el segundo armónico de la frecuencia de la señal de entrada.

THD se define como la relación entre el valor RMS de todos los armónicos y el valor RMS del armónico fundamental en la señal de salida. Usando esta definición, de la expresión (24b) encontramos el coeficiente armónico, expresando (E cm -U ots) a través de I c0:

(24v)

La expresión (24c) da solo un resultado aproximado, ya que las características de flujo reales del FET difieren de las descritas por la expresión (1).

Para lograr una distorsión no lineal mínima, es necesario:

Mantenga el valor de U s lo suficientemente grande como para que en el diferencial máximo de la señal de salida se cumpla la condición

U s.i ≥(1.5...3)U os

No trabaje con voltajes de drenaje de compuerta cercanos a la ruptura;
- la resistencia de carga debe ser lo suficientemente grande.

En la fig. 16, c muestra un circuito en el que el transistor de efecto de campo opera con un R n grande, lo que asegura una baja distorsión y una alta ganancia. El segundo transistor de efecto de campo T2 se utiliza aquí como resistencia de carga. Este circuito proporciona una ganancia de voltaje de alrededor de 40 dB en E pit = 9 V.

Elegir el tipo de FET que proporcione la menor distorsión depende del nivel de la señal de entrada, el voltaje de suministro y el ancho de banda requerido. Con un alto nivel de señal de salida y un ancho de banda significativo, son deseables FET con grandes U ot. Con un nivel de señal de entrada bajo o un voltaje de suministro bajo, son preferibles los FET con un U ot pequeño.

ESTABILIZACIÓN DE GANANCIA

La ganancia ULF en el FET, así como en otros elementos activos, está sujeta a la influencia de varios factores desestabilizadores, bajo cuya influencia cambia su valor. Uno de esos factores son los cambios en la temperatura ambiente. Para combatir estos fenómenos, se utilizan principalmente los mismos métodos que en los circuitos basados ​​en transistores bipolares: utilizan retroalimentación negativa tanto para la corriente como para el voltaje, cubriendo una o más etapas, e introducen elementos dependientes de la temperatura en el circuito.

En un transistor de efecto de campo con unión p-n, bajo la acción de la temperatura, la corriente de compuerta de polarización inversa cambia exponencialmente, la corriente de drenaje y la pendiente cambian.

El efecto de cambiar la corriente de puerta I g sobre la ganancia se puede debilitar al reducir la resistencia de la resistencia R g en el circuito de puerta. Para reducir el efecto de los cambios en la corriente de drenaje, como en el caso del uso de transistores bipolares, se puede usar retroalimentación de CC negativa (Fig. 13, a).

Consideremos con más detalle algunas formas de reducir el efecto de los cambios en la pendiente S sobre la ganancia.

En el modo de amplificación de señal débil, la ganancia de la etapa FET no compensada cae a medida que aumenta la temperatura. Por ejemplo, la ganancia del circuito de la Fig. 13, a, igual a 13,5 a 20 °C, disminuye a 12 a +60 °C. Esta disminución se debe principalmente al cambio de temperatura en la pendiente del transistor de efecto de campo. Los parámetros de polarización como la corriente de drenaje Ic, el voltaje de puerta a fuente Uc.i y el voltaje de fuente a drenaje Uc.i cambian solo ligeramente debido a la retroalimentación de CC existente.

Arroz. 13. Circuitos amplificadores con estabilización de ganancia.

a - cascada no compensada; b - etapa de ganancia compensada; c - etapa de amplificación compensada con OOS; g - característica de transición.

Al incluir varios diodos ordinarios en el circuito de retroalimentación negativa entre la puerta y la fuente (Fig. 13, b), es posible estabilizar la ganancia del amplificador sin introducir etapas adicionales. A medida que aumenta la temperatura, disminuye el voltaje directo de cada diodo, lo que a su vez conduce a una disminución en el voltaje U c.i.

Se ha demostrado experimentalmente que el cambio de voltaje resultante mueve el punto de operación de tal manera que la pendiente S es relativamente estable dentro de ciertos límites de cambio de temperatura (Fig. 13, d). Por ejemplo, la ganancia del amplificador según el circuito de la Fig. 13, b, igual a 11, prácticamente conserva su valor dentro del rango de temperatura de 20-60 ° C (K y cambia solo un 1%).

La introducción de retroalimentación negativa entre la puerta y la fuente (Fig. 13, c) reduce la ganancia, pero proporciona una mejor estabilidad. Ganancia del amplificador según el esquema de la fig. 13c, igual a 9, prácticamente no cambia cuando la temperatura cambia de 20 a 60°.

Mediante una cuidadosa selección del punto de operación y el número de diodos, la ganancia se puede estabilizar con una precisión del 1 % en un rango de hasta 100 °C.

REDUCCIÓN DE LA INFLUENCIA DE LA CAPACIDAD DE ENTRADA DEL FET EN LAS PROPIEDADES DE FRECUENCIA DE LOS AMPLIFICADORES

Para el seguidor de fuente que se muestra en la Fig. 11, a, de acuerdo con su circuito equivalente (Fig. 11, b), la constante de tiempo del circuito de entrada se puede determinar con suficiente precisión para los cálculos prácticos de la siguiente manera:

τ en \u003d R g [C g + C s.s + C s.i (1 - K y)], (25)

donde R g y C g son los parámetros de la fuente de señal.

De la expresión (25) se puede ver que la constante de tiempo del circuito de entrada es directamente proporcional a las capacitancias С з.с y С з.и, y la capacitancia Сз.и debida a la influencia de NFB se reduce en ( 1-K u) veces.

Sin embargo, obtener una ganancia de voltaje cercana a la unidad (para eliminar el efecto de la capacitancia C d.i) en un circuito seguidor de fuente convencional está plagado de dificultades asociadas con un voltaje de ruptura bajo de un transistor de efecto de campo. Entonces, para obtener una ganancia de voltaje de 0.98 en un transistor de efecto de campo KP102E con una corriente de drenaje máxima I c0 \u003d 0.5 mA, una pendiente máxima de 0.7 mA / V, es necesario usar resistencia R n \u003d 65 kOhm. En I c0 \u003d 0.5 mA, la caída de voltaje a través de la resistencia R n será de aproximadamente 32.5 V, y el voltaje de suministro debe ser al menos mayor que este voltaje en el valor U os, es decir, E p \u003d 35 V.

Para evitar la necesidad de utilizar una tensión de alimentación alta para obtener una ganancia cercana a la unidad, en la práctica se suelen utilizar circuitos combinados de seguidores basados ​​en transistores bipolares y de efecto de campo.

En la fig. 14, a muestra un circuito combinado, tanto según el tipo de transistores utilizados en él como según su esquema de conexión, que se denomina seguidor de fuente con conexión de servo. El drenaje del transistor de efecto de campo T1 está conectado a la base del transistor bipolar T2, desde cuyo colector la señal se alimenta al terminal de fuente del transistor de efecto de campo en oposición de fase con la señal de entrada. Al seleccionar las resistencias R5 y R6, es posible obtener el voltaje de la señal en la fuente igual al voltaje de entrada, eliminando así el efecto de la capacitancia C z.i.

La resistencia R1 instalada en el circuito de polarización de la puerta está conectada a la fuente del transistor T1 a través de un gran condensador C2. La resistencia efectiva en el circuito de polarización está determinada por la resistencia de la resistencia R 1 y el factor de retroalimentación, de modo que

(35)

donde U y - la amplitud de la señal en la fuente del transistor T1.

Arroz. 14. Circuitos amplificadores con capacitancia de entrada reducida.

a - seguidor de fuente con conexión de seguimiento; b - con capacidad reducida C z.s; c - seguidor de fuente con carga dinámica.

Para valores grandes de β del transistor bipolar T2, la ganancia del circuito se puede estimar aproximadamente mediante la siguiente expresión:

(36)

Si el amplificador está diseñado para operar a bajas frecuencias, entonces la resistencia R6 se puede derivar con un capacitor C3 (en la Fig. 14, a se muestra con una línea de puntos); en este caso, el límite superior de frecuencia está determinado por la expresión

(37)

Anteriormente, se consideró un método para reducir el efecto de la capacitancia puerta-fuente C z.i en la respuesta de frecuencia del amplificador al obtener una ganancia cercana a la unidad del seguidor de fuente. La influencia de la capacitancia C s permaneció sin cambios.

Se puede lograr una mejora adicional en la respuesta de frecuencia de los amplificadores al reducir la capacitancia de drenaje de puerta estática en el circuito de entrada del circuito.

Para reducir el efecto de la capacitancia entre la compuerta y el drenaje, puede aplicar un método similar al descrito anteriormente para reducir el efecto de la capacitancia Cd, es decir, reducir el voltaje de la señal a través de la capacitancia. En el esquema mostrado en la fig. 14, b, el efecto de la capacitancia C s se reduce tanto que la capacitancia de entrada de la cascada está determinada casi por completo por la ubicación de las partes en el circuito y la capacitancia de la instalación.

La primera etapa del transistor T1 tiene una pequeña carga en el circuito de drenaje y es un seguidor de fuente para la señal tomada de la fuente. La señal de salida se alimenta a una etapa de colector común utilizando un transistor bipolar.

Para reducir el efecto de la capacitancia C z.s, la señal de la etapa de salida (seguidor de emisor) se alimenta a través del capacitor C2 al drenaje del transistor T1 en fase con la señal de entrada. Para aumentar el efecto de compensación, es necesario tomar medidas para aumentar el coeficiente de transmisión de la primera etapa. Esto se logra aplicando una señal del seguidor de emisor a la resistencia de polarización R3. Como resultado, el voltaje aplicado al drenaje se vuelve mayor y la retroalimentación negativa se vuelve más efectiva. Además, un aumento en el coeficiente de transmisión de la primera etapa reduce aún más el efecto de la capacitancia C z.i.

Si no utiliza los métodos enumerados para reducir la capacitancia de la puerta, la capacitancia de entrada suele ser bastante significativa (para el transistor KP103 es de 20-25 pF). Como resultado, es posible reducir la capacitancia de entrada a 0,4-1 pF.

Un seguidor de fuente con una carga dinámica (según los materiales de Yu. I. Glushkov y V. N. Semenov), cubierto por una retroalimentación de seguimiento al drenaje, se muestra en la fig. 14, c. Con la ayuda de un esquema de este tipo, es posible eliminar la influencia de la ganancia estática del transistor de efecto de campo μ en el coeficiente de transferencia del seguidor de fuente, y también reducir la capacitancia C z.s. El transistor T2 actúa como un generador de corriente estable, estableciendo la corriente en el circuito fuente del transistor de efecto de campo T1. El transistor T3 es una carga dinámica en el circuito de drenaje del transistor de efecto de campo pero de corriente alterna. Parámetros del seguidor de origen:

ULF ECONÓMICO

El desarrollador a veces se enfrenta a la tarea de crear amplificadores económicos de baja frecuencia que funcionen desde una fuente de alimentación de bajo voltaje. En tales amplificadores, se pueden usar transistores de efecto de campo con voltaje de corte bajo Uots y corriente de saturación Ic0; estos circuitos tienen ventajas indudables sobre los circuitos de transistores bipolares y de válvulas.

La elección del punto de funcionamiento en los amplificadores de transistores de efecto de campo económicos se determina en función de la condición para obtener la disipación de potencia mínima. Para ello, se elige una tensión de polarización U c.i casi igual a la tensión de corte, mientras que la corriente de drenaje tiende a cero. Este modo proporciona un calentamiento mínimo del transistor, lo que conduce a corrientes de fuga de compuerta bajas y resistencia de entrada alta. La ganancia requerida con corrientes de drenaje bajas se logra aumentando la resistencia de carga.

En amplificadores económicos de baja frecuencia, el circuito en cascada que se muestra en la Fig. 10b. En este circuito, se forma un voltaje de polarización a través de la resistencia en el circuito fuente, lo que crea una retroalimentación de corriente negativa que estabiliza el modo de la influencia de las fluctuaciones de temperatura y la dispersión de parámetros.

Podemos proponer el siguiente procedimiento para calcular cascadas ULF económicas, hecho de acuerdo con la Fig. 10b.

1. Con base en la condición para obtener la disipación de potencia mínima, seleccionamos un transistor de efecto de campo con un voltaje de corte bajo U ots y una corriente de saturación I c0.
2. Seleccionamos el punto de operación del transistor de efecto de campo para la corriente I c (unidades - decenas de microamperios).
3. Dado que a un voltaje de polarización cercano al voltaje de corte, la corriente de drenaje puede determinarse aproximadamente mediante la expresión

Rc ≈ Uots /R y (38)

resistencia en el circuito fuente

R y ≈ Uots / I y (39)

4. Con base en la ganancia requerida, encontramos R n. Dado que el factor de amplificación

(40)

luego, despreciando la acción de derivación de la resistencia diferencial drenaje-fuente R i y sustituyendo en lugar de S su valor obtenido al derivar la expresión para la corriente de drenaje en (40), obtenemos:

(41)

De la última expresión encontramos la resistencia de carga requerida:

(42)

Aquí es donde termina el cálculo del amplificador y en el proceso de ajuste, los valores de las resistencias R n y R y solo se especifican.

En la fig. 15 muestra un diagrama práctico de un amplificador económico de baja frecuencia que funciona desde un sensor capacitivo (por ejemplo, desde un hidrófono piezocerámico).

Debido a la baja corriente de polarización del amplificador de salida, que consta de dos transistores T2 y T3, la disipación de potencia de todo el preamplificador es de 13 μW. El preamplificador consume 10 µA de corriente a una tensión de alimentación de 1,35 V.

Arroz. 15. Diagrama esquemático de un amplificador económico.

La impedancia de entrada del preamplificador está determinada por la resistencia de la resistencia R1. En realidad, la resistencia de entrada del transistor de efecto de campo se puede despreciar, ya que es un orden de magnitud mayor que la resistencia de la resistencia R1.

En el modo de señal pequeña, la etapa de entrada del preamplificador es equivalente al circuito de fuente común, mientras que los circuitos de polarización se implementan como en el circuito seguidor de fuente.

El transistor de efecto de campo utilizado en este circuito debe tener un voltaje de corte pequeño Uots y una corriente de drenaje pequeña I c0 en el voltaje de puerta U c.i = 0.

La conductividad del canal del transistor de efecto de campo T1 depende de la corriente de drenaje, y dado que esta última es insignificante, la conductividad también es pequeña. Por lo tanto, la impedancia de salida de un circuito de fuente común está determinada por la resistencia de R2. De acuerdo con la impedancia de salida del amplificador de 4 kOhm, la ganancia de voltaje es de 5 (14 dB).

CASCADAS ULF CON CARGA DINÁMICA

Los transistores de efecto de campo facilitan la implementación de circuitos amplificadores de baja frecuencia con una carga dinámica. En comparación con una etapa de ganancia de reóstato, que tiene una resistencia de carga constante, un amplificador con carga dinámica tiene una ganancia de voltaje más alta.

Un diagrama esquemático de un amplificador con una carga dinámica se muestra en la fig. 16, a.

Como resistencia dinámica de la carga de drenaje del transistor de efecto de campo T1, se utiliza un elemento activo: el transistor de efecto de campo T2, cuya resistencia interna depende de la amplitud de la señal en el drenaje del transistor T1. El transistor T1 está conectado según un circuito fuente común y T2 está conectado según un circuito de drenaje común. Para corriente continua, ambos transistores están conectados en serie.

Arroz. 16. Diagramas esquemáticos de amplificadores con carga dinámica.

a - en dos PT; b - en PT y transistor bipolar; c - con un número mínimo de piezas.

La señal de entrada Uin se aplica a la puerta del transistor de efecto de campo T1 y se retira de la fuente del transistor T2.

La etapa de amplificación (Fig. 16, a) puede servir como modelo al construir amplificadores de etapas múltiples. Cuando se utilizan transistores de efecto de campo del tipo KP103Zh, la cascada tiene los siguientes parámetros:

Cabe señalar que cuando se usan FET con un voltaje de corte bajo, se puede obtener una ganancia de voltaje más alta que cuando se usan FET con un voltaje de corte alto. Esto se explica por el hecho de que la resistencia interna (dinámica) de un FET con un voltaje de corte bajo es mayor que la de un FET con un voltaje de corte alto.

Un transistor bipolar convencional también se puede utilizar como resistencia dinámica. En este caso, la ganancia de voltaje es incluso un poco más alta que cuando se usa un transistor de efecto de campo en una carga dinámica (debido a un R i mayor). Pero en este caso, aumenta el número de piezas necesarias para construir una etapa de amplificación con una carga dinámica. Un diagrama esquemático de tal cascada se muestra en la Fig. 16b, y sus parámetros son similares a los del amplificador anterior que se muestra en la fig. 16, a.

Se deben utilizar amplificadores con carga dinámica para obtener una alta ganancia en ULF de bajo ruido con una tensión de alimentación baja.

En la fig. 16c muestra una etapa amplificadora cargada dinámicamente que mantiene las partes al mínimo y este circuito proporciona hasta 40dB de ganancia con bajos niveles de ruido. La ganancia de voltaje para este circuito se puede expresar como

(43)

donde S max1 - la pendiente del transistor T1; R i1 , R i2 - resistencia dinámica de los transistores T1 y T2, respectivamente.

ULF EN MICROSQUÍMICOS

El microcircuito K2UE841 es uno de los primeros microcircuitos lineales dominados por nuestra industria. Es un amplificador de dos etapas con retroalimentación negativa profunda (seguidor), ensamblado en transistores de efecto de campo. Los microcircuitos de este tipo se utilizan ampliamente como etapas de entrada de amplificadores de banda ancha sensibles, como etapas remotas cuando se transmiten señales a través de un cable, en circuitos de filtro activo y otros circuitos que requieren una alta impedancia de entrada y baja de salida y un coeficiente de transmisión estable.

El diagrama de circuito de dicho amplificador se muestra en la fig. 17a; formas de encender el microcircuito - en la fig. 17, b, c, d.

La resistencia R3 se introduce en el circuito para proteger el transistor de salida de sobrecargas en caso de cortocircuitos en la salida. Una ligera disminución en la retroalimentación (en la Fig. 17, en R os se muestra con una línea de puntos) es posible obtener un coeficiente de transmisión igual a uno o algo más.

La impedancia de entrada de los repetidores se puede aumentar significativamente (10-100 veces) si se proporciona retroalimentación al circuito de puerta por medio de un condensador C (que se muestra con una línea de puntos en la Fig. 17, c). En este caso, la impedancia de entrada del seguidor es aproximadamente igual a:

R en \u003d R s / (1-K y),

donde K y - el coeficiente de transferencia del repetidor.

Los principales parámetros eléctricos del repetidor son los siguientes:

La industria ha dominado la producción de microcircuitos de película híbrida de la serie K226, que son amplificadores de baja frecuencia y bajo ruido con un transistor de efecto de campo en la entrada. Su objetivo principal es amplificar señales de CA débiles de sensores con alta resistencia interna.

Arroz. 17. Chip K24E841.

a - diagrama esquemático; b - circuito con una tensión de alimentación de 12,6 V; c - un circuito con dos fuentes de alimentación con un voltaje de + -6.3 V; d - circuito con una fuente de alimentación con un voltaje de -6.3 V.

Los microcircuitos se fabrican sobre un sustrato de vitrocerámica utilizando una tecnología de película híbrida que utiliza transistores de efecto de campo y bipolares sin paquete.

Los microcircuitos de los amplificadores de baja frecuencia se dividen en grupos según la ganancia y el nivel de ruido (Tabla 1). La apariencia y las dimensiones generales se muestran en la fig. 18

Los diagramas esquemáticos de los amplificadores se muestran en la fig. 19, a, b y 20, a, b, y sus circuitos de conmutación se muestran en la fig. 21, a, d Al encender los microcircuitos de acuerdo con los esquemas de la fig. 21, ayc, la impedancia de entrada de los amplificadores es igual a la resistencia de la resistencia externa R i . Para aumentar la resistencia de entrada (hasta 30 MΩ o más), es necesario utilizar los circuitos de la Fig. 21.6, g.

tabla 1

Arroz. 18. Apariencia y dimensiones generales de los microcircuitos K2US261-K2US265.

Los principales parámetros eléctricos de los microcircuitos K2US261 y K2US262:

Arroz. 19. Diagramas esquemáticos de amplificadores.

a-K2US261; b-K2US262.

Arroz. 20. Diagramas esquemáticos de amplificadores.

a-K2US263; b - K2US264 (todos los diodos del tipo KD910B).

Los principales parámetros eléctricos de los microcircuitos K2US263 y K2US264:

Arroz. 21. Circuitos de conmutación de amplificadores.

Recomendaciones para el uso de microcircuitos. La dependencia de la frecuencia y la frecuencia de corte al nivel de 0,7 V en la región de baja frecuencia con una constante de tiempo suficientemente grande del circuito de entrada están determinadas por el condensador externo del filtro de retroalimentación negativa C2 ​​y la resistencia de la resistencia del circuito de retroalimentación R o.s de acuerdo con las relaciones:

Los voltajes pico en la entrada de los microcircuitos K2US261, K2US262 no deben exceder 1 V para polaridad positiva y 3 V para polaridad negativa; en la entrada de los microcircuitos K2US263, K.2US264: no más de 2 V para polaridad positiva y no más de 1 V para negativa.

La resistencia de fuga R1 para la corriente de entrada en el rango de temperatura de funcionamiento de -60 a +70 °C no debe exceder los 3 MΩ. En el rango de temperaturas máximas más bajas o con requisitos reducidos para el valor del voltaje de salida, la resistencia de la resistencia R1 se puede aumentar para aumentar la resistencia de entrada de la etapa.

La corriente de fuga del condensador de acoplamiento de entrada C1 no debe superar los 0,06 μA.

Para mantener el voltaje de salida máximo, la corriente de fuga del capacitor C2 en el rango de temperatura de funcionamiento no debe exceder los 20 μA. Este requisito lo cumple un condensador del tipo K52-1A con una capacidad de 470 μF, cuya corriente de fuga no supera los 10 μA a estos voltajes.

ESQUEMAS PRÁCTICOS DE AMPLIFICADORES DE BAJA FRECUENCIA EN TRANSISTORES DE CAMPO

Los transistores de efecto de campo generalmente se usan en amplificadores junto con transistores bipolares, pero también se pueden usar como dispositivos activos en amplificadores de frecuencia de audio de múltiples etapas con acoplamiento resistivo-capacitivo. En la fig. 22 muestra un ejemplo del uso de transistores de efecto de campo en un circuito amplificador RC. El circuito de este amplificador se utilizaba para registrar las señales sonoras del mar. La señal a la entrada del amplificador se tomó de un hidrófono piezocerámico G, y un cable del tipo KVD4x1.5, de 500 m de largo, sirvió como carga del amplificador.

La etapa de entrada del amplificador se realiza en un transistor de efecto de campo del tipo KP103Zh con una figura de ruido mínima. Con la misma finalidad (reducción de ruido), las dos primeras etapas se alimentan con una tensión reducida obtenida mediante el estabilizador paramétrico D1R8. Gracias a estas medidas, el nivel de ruido llevado a la entrada en la banda de frecuencias 4 Hz-20 kHz fue de 1,5-2 μV.

Para corregir la respuesta de frecuencia del amplificador en las frecuencias más altas, los condensadores de corrección correspondientes se pueden conectar en paralelo con las resistencias R6 y R10.

Para hacer coincidir la alta impedancia de salida del amplificador con una carga (cable) de baja resistencia, se usa un seguidor de voltaje en los transistores T4, T5, que es un amplificador de dos etapas con conexión directa. Para eliminar el efecto de derivación de las resistencias de polarización R11, R12, se introduce una retroalimentación positiva en la corriente alterna a través de la cadena R13, C6. El valor calculado de la resistencia de salida de dicho repetidor es de 10 ohmios.

Para probar el rendimiento y la ganancia del amplificador, se utiliza un generador de calibración, ensamblado de acuerdo con el circuito multivibrador simétrico. El generador de calibración produce pulsos rectangulares con una frecuencia de 85 Hz, estabilizados en amplitud mediante diodos zener D2-D5 del tipo D808, que, en el momento en que se enciende el calibrador, se alimentan a través del hidrófono a la entrada del amplificador. Usando un divisor de voltaje a través de las resistencias R16, R17, la amplitud del pulso se fijó en 1 mV.

A pesar de la simplicidad del circuito amplificador, la ganancia cambia ligeramente (alrededor del 2 %) cuando la temperatura ambiente cambia en el rango de 0-40 °C, y la ganancia a temperatura ambiente de 20 °C fue de 150.

Arroz. 22. Diagrama esquemático de un amplificador hidroacústico.

Si la impedancia de salida de la primera etapa en un transistor de efecto de campo puede reducirse tanto que sea posible usar transistores bipolares ordinarios en etapas posteriores, entonces no es económico usar transistores de efecto de campo para amplificación adicional. En estos casos, se utilizan amplificadores que utilizan transistores de campo y bipolares.

En la fig. 23 muestra un diagrama esquemático de un amplificador de baja frecuencia en transistores de campo y bipolares, que tiene parámetros cercanos a los de un amplificador RC de tres etapas en transistores de efecto de campo (Fig. 22). Entonces, con una ganancia igual a 150, una respuesta de frecuencia a un nivel de 0.7 de 20 Hz a 100 kHz, el valor de la señal máxima de salida sin distorsión en R n \u003d 3 kOhm es 2 V.

El transistor de efecto de campo T1 (Fig. 23) está conectado de acuerdo con el circuito con una fuente común y el transistor bipolar, de acuerdo con el circuito con un emisor común. Para estabilizar el rendimiento, el amplificador está cubierto por una retroalimentación de CC negativa.

En la fig. 24 muestra un circuito amplificador de baja frecuencia con conexiones directas, desarrollado por V. N. Semenov y V. G. Fedorin, diseñado para amplificar señales débiles de fuentes con alta impedancia de entrada. El amplificador no contiene condensadores de aislamiento, por lo que sus dimensiones pueden ser pequeñas.

Los parámetros del amplificador son los siguientes:

El circuito es un DCF con retroalimentación 100% DC; debido a esto, se logra un mínimo de deriva y estabilidad de los regímenes. La retroalimentación de CC se introduce a través de un filtro de paso bajo, por lo que la frecuencia de corte más baja del amplificador está determinada por los parámetros de este filtro.

Para estabilizar la ganancia, se usa retroalimentación negativa en la frecuencia de la señal con una profundidad de aproximadamente 20 dB. La ganancia depende de la profundidad de la retroalimentación.

Arroz. 23. Diagrama esquemático de ULF en transistores de campo y bipolares.

Arroz. 24. Diagrama esquemático de ULF con conexiones directas.

El uso de retroalimentación hace que el amplificador no sea crítico ante un cambio en el voltaje de suministro y una dispersión en los parámetros de los transistores y todas las partes, excepto R10 y R11. Las características del circuito incluyen el hecho de que los transistores T3 y T4 operan con voltajes U be igual a U k e.

La alta impedancia de entrada del amplificador se logra mediante el uso de transistores de efecto de campo. A frecuencias más bajas, estará determinado por la resistencia de la resistencia R1, a frecuencias más altas, por la capacitancia de entrada del circuito.

AG milekhin

Literatura:

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11. Topchilov N. A. Microcircuitos lineales híbridos con entrada de alta resistencia - Industria electrónica, 1973, No. 9.

Especificaciones
Potencia RMS máxima:
a HR = 4 ohmios, W 60
a HR = 8 ohmios, W 32
Rango de frecuencia de operación. Hz 15...100 000
THD:
a f = 1 kHz, Рout = 60 W, RH = 4 ohmios, % 0,15
a f = 1 kHz, Рout = 32 W, RH = 8 ohmios, % 0,08
Ganancia, dB 25...40
Impedancia de entrada, kOhm 47

Configuración

Es poco probable que cualquier experimentador tenga dificultades para lograr resultados satisfactorios al construir un amplificador de acuerdo con este esquema. Los principales problemas a considerar son la instalación incorrecta de los elementos y el daño a los transistores MOS debido al manejo inadecuado o cuando el circuito está energizado. La siguiente lista de verificación para la solución de problemas se sugiere como guía para el experimentador:
1. Al montar la PCB, instale primero los elementos pasivos y asegúrese de que la polaridad de los condensadores electrolíticos esté encendida correctamente. Luego instale los transistores VT1 ... VT4. Finalmente, instale los MOSFET evitando la carga estática haciendo un cortocircuito a tierra al mismo tiempo y utilizando un soldador conectado a tierra. Verifique el tablero ensamblado para la correcta instalación de los elementos. Para hacer esto, será útil usar la disposición de elementos que se muestra en la Fig. 2 Compruebe las placas de circuito impreso en busca de rastros de cortocircuitos de soldadura y, si los hay, retírelos. Verifique las juntas de soldadura visual y eléctricamente con un multímetro y vuelva a hacer si es necesario.
2. Ahora se puede aplicar la fuente de alimentación al amplificador y se puede configurar la corriente de reposo de la etapa de salida (50...100 mA). El potenciómetro R12 se ajusta primero a la corriente de reposo mínima (en sentido contrario a las agujas del reloj hasta el fallo en la topología de la placa en la Fig. 2). la rama de potencia positiva enciende un amperímetro con un límite de medición de 1 A. Al girar el control deslizante de la resistencia R12, se obtienen las lecturas del amperímetro de 50 ... 100 mA. El ajuste de la corriente de reposo se puede realizar sin conectar una carga. Sin embargo, si se incluye un altavoz de carga en el circuito, debe estar protegido por un fusible de sobrecarga de CC. Con la corriente de reposo establecida, un valor aceptable para el voltaje de compensación de salida debe ser inferior a 100 mV.

Los cambios excesivos o erráticos en la corriente de reposo al ajustar R12 indican la ocurrencia de generación en el circuito o una conexión incorrecta de los elementos. Se deben seguir las recomendaciones descritas anteriormente (conexión en serie de resistencias en el circuito de la puerta, minimización de la longitud de los conductores de conexión, tierra común). Además, los capacitores de desacoplamiento de suministro deben instalarse muy cerca de la etapa de salida del amplificador y el punto de conexión a tierra de la carga. Para evitar el sobrecalentamiento de los transistores de potencia, la regulación de la corriente de reposo debe realizarse con transistores MOS instalados en el disipador de calor.
3.Después de establecer la corriente de reposo, se debe quitar el amperímetro
desde el circuito de suministro positivo y hasta la entrada del amplificador puede ser
señal de trabajo. El nivel de la señal de entrada para obtener la potencia nominal completa debe ser el siguiente:
UBX = 150 mV (HR = 4 ohmios, Ki = 100);
UBX= 160 mV (HR=8 ohmios, Ki=100);
UBX = 770 mV (HR = 4 ohmios, Ki = 20);
UBX = 800 mV (HR = 8 ohmios, Ki = 20).
El "corte" en los picos de la señal de salida cuando se opera a potencia nominal indica una estabilización deficiente del voltaje de suministro y se puede corregir reduciendo la amplitud de la señal de entrada y reduciendo la capacidad nominal del amplificador.
La respuesta de frecuencia del amplificador se puede probar en un rango de frecuencia de 15 Hz...100 kHz usando un kit de prueba de audio o un oscilador y un osciloscopio. La distorsión de la señal de salida a altas frecuencias indica la naturaleza reactiva de la carga, y para restaurar la forma de la señal, será necesario seleccionar el valor de la inductancia del estrangulador de salida L1. La respuesta de frecuencia a altas frecuencias se puede igualar utilizando un condensador de compensación conectado en paralelo con R6. La parte de baja frecuencia de la respuesta de frecuencia es corregida por los elementos R7, C2.
4. Lo más probable es que la presencia de un fondo (zumbido) ocurra en el circuito
cuando la ganancia es demasiado alta. Toma de entrada con alta
la impedancia se minimiza mediante el uso de blindaje
cable conectado a tierra directamente en la fuente de la señal. Las ondas de la fuente de alimentación de baja frecuencia alimentan la etapa de entrada
amplificador, puede ser eliminado por el condensador C3. Adicional
el fondo es atenuado por una cascada diferencial
en transistores VT1, preamplificador VT2. Sin embargo, si la fuente del fondo es la tensión de alimentación, puede elegir el valor de SZ, R5 para suprimir la amplitud de las ondas.
5. Si los transistores de la etapa de salida fallan debido a un cortocircuito en la carga o debido a la generación de alta frecuencia, ambos MOSFET deben reemplazarse y es poco probable que otros elementos fallen. Al instalar el esquema de nuevos dispositivos, se debe repetir el procedimiento de configuración.

Diagrama de fuente de alimentación

Los mejores diseños de "Radioaficionado" Edición 2

Circuito amplificador con cambios:

Los amplificadores de transistores de efecto de campo (FET) tienen una gran impedancia de entrada. Por lo general, estos amplificadores se utilizan como las primeras etapas de preamplificadores, amplificadores de CC para medir y otros equipos electrónicos.
El uso de amplificadores con una gran impedancia de entrada en las primeras etapas hace posible combinar fuentes de señal con una gran resistencia interna con etapas amplificadoras posteriores más potentes con una pequeña impedancia de entrada. Las etapas de amplificación en los transistores de efecto de campo se realizan con mayor frecuencia de acuerdo con un circuito de fuente común.

Dado que el voltaje de polarización entre la puerta y la fuente es cero, el modo de reposo del transistor VT se caracteriza por la posición del punto A en la característica de la puerta de drenaje en U GD = 0 (Fig. 15,b).
En este caso, cuando se suministra a la entrada del amplificador un voltaje armónico alterno (es decir, sinusoidal) U GS con amplitud U mZI, los semiciclos positivo y negativo de este voltaje se amplificarán de manera diferente: con un semiciclo negativo ciclo de la tensión de entrada U GS, la amplitud del componente variable de la corriente de drenaje I "mc será mayor que con un semiciclo positivo (I "" mc), ya que la inclinación de la característica de la puerta de drenaje en la sección AB es mayor en comparación con la pendiente en la sección AC: como resultado, la forma del componente variable de la corriente de drenaje y el voltaje alterno generado por ella en la carga U OUT diferirán de la forma del voltaje de entrada, es decir, habrá haber distorsión de la señal amplificada.
Para reducir la distorsión de la señal durante su amplificación, es necesario garantizar el funcionamiento del transistor de efecto de campo con una inclinación constante de su característica de puerta de drenaje, es decir, en la sección lineal de esta característica.
Para este propósito, se incluye una resistencia R y en el circuito fuente (Fig. 16, a).

La corriente de drenaje I C0 que fluye a través de la resistencia crea un voltaje en ella.
U Ri = I C0 Ri, que se aplica entre la fuente y la puerta, incluido el EAF formado entre las regiones de la puerta y la fuente, en la dirección opuesta. Esto conduce a una disminución en la corriente de drenaje y el modo de operación se caracterizará en este caso por el punto A "(Fig. 16, b).

Para evitar una disminución en la ganancia, se conecta un capacitor C de alta capacidad en paralelo con la resistencia R, lo que elimina la retroalimentación negativa sobre la corriente alterna formada por el voltaje alterno a través de la resistencia R y. En el modo caracterizado por el punto A", la pendiente de la característica de puerta de drenaje durante la amplificación de la tensión alterna permanece aproximadamente igual con la amplificación de semiciclos positivos y negativos de la tensión de entrada, como resultado de lo cual la distorsión de las señales amplificadas serán insignificantes
(las secciones A "B" y A "C" son aproximadamente iguales).
Si, en modo de reposo, el voltaje entre la puerta y la fuente se denota por U ZIO, y la corriente de drenaje que fluye a través del FET es I C0, entonces la resistencia de la resistencia R y (en ohmios) se puede calcular mediante la fórmula :
Ri \u003d 1000 UZIO / I C0,
en el que se sustituye la corriente de drenaje I C0 en miliamperios.
El circuito amplificador que se muestra en la Fig. 15 utiliza un FET con una unión p-n de control y un canal de tipo p. Si se usa un transistor similar como FET, pero con un canal de tipo n, el circuito permanece igual y solo cambia la polaridad de la conexión de la fuente de alimentación.
Los amplificadores fabricados con transistores de efecto de campo MOS con un canal inducido o incorporado tienen una resistencia de entrada aún mayor. En corriente continua, la impedancia de entrada de dichos amplificadores puede superar los 100 MΩ. Dado que sus voltajes de compuerta y drenaje tienen la misma polaridad, para proporcionar el voltaje de polarización necesario en el circuito de la compuerta, puede usar el voltaje de fuente de alimentación G C conectándolo a un divisor de voltaje conectado a la entrada del transistor de la manera que se muestra en la Fig. 17.

Amplificadores de drenaje comunes

El circuito amplificador FET de drenaje común es similar al circuito amplificador de colector común. La Figura 18a muestra un diagrama de un amplificador con un drenaje común en un FET con una unión p-n de control y un canal tipo p.

La resistencia Ri está conectada al circuito fuente y el drenaje está conectado directamente al polo negativo de la fuente de alimentación. Por lo tanto, la corriente de drenaje, que depende del voltaje de entrada, crea una caída de voltaje solo en la resistencia Ri. El funcionamiento de la cascada se ilustra mediante los gráficos que se muestran en la Fig. 18b para el caso en que el voltaje de entrada tiene una forma sinusoidal. En el estado inicial, la corriente de drenaje I C0 fluye a través del transistor, lo que crea un voltaje U I0 (U OUT0) en la resistencia R. Durante el semiciclo positivo del voltaje de entrada, aumenta la polarización inversa entre la puerta y la fuente, lo que conduce a una disminución en la corriente de drenaje y el valor absoluto del voltaje a través de la resistencia R y. En el semiciclo negativo del voltaje de entrada, por el contrario, el voltaje de polarización de la puerta disminuye, la corriente de drenaje y el valor absoluto del voltaje a través de la resistencia R y aumentan. Como resultado, el voltaje de salida tomado de la resistencia Ri, es decir, de la fuente del FET (Fig. 18, b), tiene la misma forma que el voltaje de entrada.
En este sentido, los amplificadores con un drenaje común se denominan seguidores de fuente (el voltaje de fuente repite el voltaje de entrada en forma y valor).

Viejo pero dorado

El circuito del amplificador ya ha pasado por una espiral en su desarrollo, y ahora estamos presenciando un "renacimiento de válvulas". De acuerdo con las leyes de la dialéctica, que tan obstinadamente nos inculcaron, el "renacimiento del transistor" debería venir a continuación. El hecho mismo de esto es inevitable, porque las lámparas, con toda su belleza, ya son muy inconvenientes. Incluso en casa. Pero los amplificadores de transistores han acumulado sus inconvenientes ...
La razón del sonido del "transistor" se explicó a mediados de los años 70: retroalimentación profunda. Da lugar a dos problemas a la vez. La primera es la distorsión de intermodulación transitoria (TIM) en el propio amplificador, provocada por el retraso de la señal en el bucle de realimentación. Solo hay una forma de lidiar con esto: aumentando la velocidad y la amplificación del amplificador original (sin retroalimentación), lo que conlleva una seria complicación del circuito. El resultado es difícil de predecir: si lo será o no.
El segundo problema es que la retroalimentación profunda reduce en gran medida la impedancia de salida del amplificador. Y esto para la mayoría de los altavoces está plagado de la aparición de esas mismas distorsiones de intermodulación justo en los cabezales dinámicos. La razón es que cuando la bobina se mueve en el espacio del sistema magnético, su inductancia cambia significativamente, por lo que también cambia la impedancia de la cabeza. Con una baja impedancia de salida del amplificador, esto conduce a cambios adicionales en la corriente a través de la bobina, lo que da lugar a sobretonos desagradables que se confunden con la distorsión del amplificador. Esto también puede explicar el hecho paradójico de que con una elección arbitraria de altavoces y amplificadores, uno "suena" y el otro "no suena".

secreto de sonido de tubo =
alta impedancia del amplificador de salida
+ retroalimentación superficial .
Sin embargo, se pueden lograr resultados similares con amplificadores de transistores. Todos los circuitos a continuación están unidos por una cosa: circuitos "asimétricos" e "incorrectos" no convencionales y ahora olvidados. Sin embargo, ¿es tan malo como lo pintan? Por ejemplo, un inversor de fase con un transformador es un auténtico Hi-End. (Fig. 1) Se toma prestado un inversor de fase con una carga dividida (Fig. 2) del circuito de la lámpara ...
Figura 1

Figura 2

Fig. 3

Estos esquemas ahora están inmerecidamente olvidados. Pero en vano. Con base en ellos, utilizando una base de elementos modernos, puede crear amplificadores simples con una calidad de sonido muy alta. En cualquier caso, lo que coleccioné y escuché sonaba decente, suave y "sabroso". La profundidad de la retroalimentación en todos los circuitos es pequeña, hay OOS locales y la impedancia de salida es significativa. Tampoco existe un OOS general para corriente continua.

Sin embargo, los esquemas anteriores funcionan en la clase. B, por lo que tienen distorsiones de "conmutación". Para eliminarlos, es necesario trabajar la etapa de salida en una clase "pura" A. Y tal esquema también apareció. El autor del esquema es J.L. Linsley Hood. Las primeras menciones en fuentes nacionales datan de la segunda mitad de los años 70.


figura 4

La principal desventaja de los amplificadores de clase. A, limitando el alcance de su aplicación: una gran corriente de reposo. Sin embargo, hay otra forma de eliminar la distorsión de conmutación: el uso de transistores de germanio. Su ventaja son las pequeñas distorsiones en el modo. B. (Algún día escribiré una saga dedicada al germanio.) Otra cuestión es que ahora no es fácil encontrar estos transistores y la elección es limitada. Al repetir los siguientes diseños, debe recordar que la resistencia al calor de los transistores de germanio es baja, por lo que no necesita ahorrar en radiadores para la etapa de salida.

figura 5

En este diagrama, hay una simbiosis interesante de transistores de germanio con uno de campo. La calidad del sonido, a pesar de las más que modestas características, es muy buena. Para refrescar las impresiones de hace un cuarto de siglo, no fui demasiado perezoso para ensamblar la estructura en una maqueta, modernizándola ligeramente para que coincidiera con las denominaciones modernas de las partes. El transistor MP37 se puede reemplazar con un KT315 de silicio, ya que al configurar, aún debe seleccionar la resistencia de la resistencia R1. Cuando se trabaja con una carga de 8 ohmios, la potencia aumentará a aproximadamente 3,5 W, la capacitancia del capacitor C3 deberá aumentarse a 1000 microfaradios. Y para trabajar con una carga de 4 ohmios, deberá reducir la tensión de alimentación a 15 voltios para no superar la disipación máxima de potencia de los transistores de la etapa de salida. Dado que no existe un DC CNF general, la estabilidad térmica solo es suficiente para uso doméstico.

• Los esquemas 1,2,3,5 fueron publicados en la revista Radio.
• Esquema 4 prestado de la colección
  V.A. Vasiliev "Diseños de radioaficionados extranjeros" M. Radio y comunicación, 1982, p.14 ... 16
• Los esquemas 6 y 7 están tomados de la colección.
  J. Bozdeh "Diseño de dispositivos adicionales para grabadoras" (traducido del checo) M. Energoizdat 1981, pp. 148,175
• En detalle sobre el mecanismo de ocurrencia de la distorsión de intermodulación: ¿Debería el UMZCH tener una baja impedancia de salida?

UMZCH en transistores de efecto de campo

El uso de transistores de efecto de campo en un amplificador de potencia puede mejorar significativamente la calidad del sonido con una simplificación general del circuito. La característica de transferencia de los transistores de efecto de campo es casi lineal o cuadrática, por lo que prácticamente no hay armónicos pares en el espectro de la señal de salida, además, hay una rápida disminución en la amplitud de los armónicos más altos (como en los amplificadores de válvulas). Esto permite el uso de retroalimentación negativa superficial en amplificadores de transistores de efecto de campo o abandonarlo por completo. Después de conquistar las extensiones de la alta fidelidad "doméstica", los transistores de efecto de campo comenzaron a atacar el audio del automóvil. Los esquemas publicados originalmente estaban destinados a sistemas domésticos, pero tal vez alguien se atreva a aplicar las ideas plasmadas en ellos en un automóvil ...


Figura 1
Este esquema ya se considera un clásico. En él, la etapa de salida, que opera en modo AB, se realiza en transistores MIS, y las etapas preliminares en bipolares. El amplificador proporciona un rendimiento bastante alto, pero para mejorar aún más la calidad del sonido, los transistores bipolares deben excluirse por completo del circuito (imagen siguiente).


Figura 2
Una vez que se agotan todas las reservas para mejorar la calidad del sonido, solo queda una cosa: una etapa de salida de un solo ciclo en una clase A "pura". La corriente consumida por las etapas preliminares de una fuente de voltaje más alto tanto en este circuito como en el anterior. es mínimo


Fig. 3
La etapa de salida con un transformador es un análogo completo de los circuitos de lámparas. Es un bocadillo... La fuente de corriente integrada CR039 establece el modo de funcionamiento de la etapa de salida.


figura 4
Sin embargo, un transformador de salida de banda ancha es un conjunto bastante complicado de fabricar. La empresa propuso una solución elegante, una fuente de corriente en el circuito de drenaje.