wobei A und φ 0 Konstanten sind, ω die Trägerfrequenz.
Informationen werden durch die Phase φ(t) kodiert. Da der Empfänger bei kohärenter Demodulation über einen rekonstruierten Träger s C (t) = Acos(ωt +φ 0) verfügt, wird durch Vergleich von Signal (2) mit dem Träger die aktuelle Phasenverschiebung φ(t) berechnet. Die Phasenänderung φ(t) hängt eins zu eins mit dem Informationssignal c(t) zusammen.
Binäre Phasenmodulation (BPSK – BinaryPhaseShiftKeying)
Die Menge der Informationssignalwerte (0,1) ist der Menge der Phasenänderungen (0, π) eindeutig zugeordnet. Wenn sich der Wert des Informationssignals ändert, ändert sich die Phase des Funksignals um 180°. Somit kann das BPSK-Signal geschrieben werden als
Somit, S(T)=A⋅2(C(T)-1/2)cos(ωt + φ 0). Um die BPSK-Modulation zu implementieren, reicht es daher aus, das Trägersignal mit dem Informationssignal zu multiplizieren, das viele Werte hat (-1,1). Am Ausgang des Basisbandmodulators liegen die Signale an
I(t)= A⋅2(C(T)-1/2), Q(t)=0
Die zeitliche Form des Signals und seine Konstellation sind in Abb. 3 dargestellt.
Reis. 12. Zeitliche Form und Signalkonstellation des BPSK-Signals: a – digitale Nachricht; b – Modulationssignal; c – modulierte HF-Schwingung; G– Signalkonstellation
Quadraturphasenmodulation (QPSK – QuadraturePhaseShiftKeying)
Bei der Quadraturphasenmodulation handelt es sich um eine vierstufige Phasenmodulation (M=4), bei der die Phase der Hochfrequenzschwingung in Schritten von π/2 4 verschiedene Werte annehmen kann.
Der Zusammenhang zwischen der Phasenverschiebung der modulierten Schwingung aus der Menge (±π/4,±3π/4) und der Menge digitaler Nachrichtensymbole (00, 01, 10, 11) wird im Einzelfall durch die Norm für festgelegt des Funkkanals und wird durch eine Signalkonstellation ähnlich Abb. 4 angezeigt. Pfeile zeigen mögliche Übergänge von einem Phasenzustand in einen anderen an.
Reis. 13. QPSK-Modulationskonstellation
Aus der Abbildung ist ersichtlich, dass die Übereinstimmung zwischen den Werten der Symbole und der Phase des Signals so hergestellt wird, dass sich an benachbarten Punkten der Signalkonstellation die Werte der entsprechenden Symbole nur in einem unterscheiden bisschen. Beim Senden unter lauten Bedingungen besteht der wahrscheinlichste Fehler darin, die Phase eines benachbarten Konstellationspunkts zu bestimmen. Obwohl bei dieser Kodierung ein Fehler bei der Bestimmung der Bedeutung eines Symbols aufgetreten ist, entspricht dies einem Fehler in einem (nicht zwei) Informationsbits. Dadurch wird eine Reduzierung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit erreicht. Diese Codierungsmethode wird Gray-Code genannt.
Mehrpositions-Phasenmodulation (M-PSK)
M-PSK wird wie andere Mehrpositionsmodulationen durch Gruppierung von k = log 2 M Bits in Symbole und Einführung einer Eins-zu-eins-Entsprechung zwischen einem Satz von Symbolwerten und einem Satz von Phasenverschiebungswerten der modulierten Wellenform gebildet. Die Phasenverschiebungswerte aus der Menge unterscheiden sich um den gleichen Betrag. Abb. 4 zeigt beispielsweise die Signalkonstellation für 8-PSK mit Gray-Kodierung.
Reis. 14. 8-PSK-Modulationssignalkonstellation
Amplituden-Phasen-Modulationsarten (QAM)
Offensichtlich können Sie zum Kodieren der übertragenen Informationen nicht einen Trägerwellenparameter, sondern zwei gleichzeitig verwenden.
Der minimale Grad an Symbolfehlern wird erreicht, wenn der Abstand benachbarter Punkte in der Signalkonstellation gleich ist, d. h. Die Verteilung der Punkte in der Konstellation wird auf der Ebene gleichmäßig sein. Daher sollte die Signalkonstellation eine gitterförmige Erscheinung haben. Die Modulation mit dieser Art der Signalkonstellation wird Quadraturamplitudenmodulation (QAM – Quadrature Amplitude Modulation) genannt.
QAM ist eine Mehrpositionsmodulation. Wenn M=4, entspricht es QPSK, daher wird es formal für QAM M ≥ 8 betrachtet (da die Anzahl der Bits pro Symbol k = log 2 M ,k∈N , dann kann M nur Werte von Potenzen von 2 annehmen: 2, 4, 8, 16 usw.). Abb. 5 zeigt beispielsweise eine 16-QAM-Signalkonstellation mit Gray-Kodierung.
Reis. 15. 16 – QAM-Modulationskonstellation
Frequenzmodulationsarten (FSK, MSK, M-FSK, GFSK, GMSK).
Bei der Frequenzmodulation ist der Parameter der Trägerschwingung – des Informationsträgers – die Trägerfrequenz ω(t). Das modulierte Funksignal hat die Form:
| s(t)= Acos(ω(t)t +φ 0)= Acos(ω c t +ω d c(t)t +φ 0)= | ||
| Acos(ω c t +φ 0) cos(ω d c(t)t) − Asin(ω c t+φ 0)sin(ω d c(t)t), | ||
wobei ω c die konstante Zentralfrequenz des Signals ist, ω d die Abweichung (Änderung) der Frequenz ist, c(t) das Informationssignal ist, φ 0 die Anfangsphase ist.
Hat das Informationssignal 2 mögliche Werte, erfolgt eine binäre Frequenzmodulation (FSK – FrequencyShiftKeying). Das Informationssignal in (4) ist polar, d.h. nimmt Werte (-1,1) an, wobei -1 dem Wert des ursprünglichen (unpolaren) Informationssignals 0 und 1 dem Wert eins entspricht. Somit ist bei der binären Frequenzmodulation der Wertesatz des ursprünglichen Informationssignals (0,1) dem Wertesatz der Frequenz des modulierten Funksignals (ω c −ω d,ω c +) zugeordnet ω d). Die Art des FSK-Signals ist in Abb. 1.11 dargestellt.
Reis. 16. FSK-Signal: a – Informationsnachricht; b- modulierendes Signal; c – Modulation der HF-Schwingung
Aus (4) folgt die direkte Implementierung des FSK-Modulators: Die Signale I(t) und Q(t) haben die Form: I (t) = Acos(ω d c(t)t), Q(t) = Asin( ω d c(t )t) . Da die Funktionen sin und cos Werte im Intervall [-1..1] annehmen, ist die Signalkonstellation des FSK-Signals ein Kreis mit Radius A.
Die Quadraturphasenmodulation QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) ist eine vierstufige Phasenmodulation (M = 4), bei der die Phase der HF-Schwingung vier verschiedene Werte mit einem Schritt gleich annehmen kann
π/2. Jede |
Phasenwert |
moduliertes Signal |
|||
enthält zwei Informationen. Weil das |
absolut |
||||
Phasenwerte |
Egal, lasst uns wählen |
||||
± π 4, ± 3 π 4. |
Korrespondenz |
Werte |
|||
moduliertes Signal ± π 4, ± 3 π 4 |
und übermittelt |
||||
Die Dibits der Informationsfolge 00, 01, 10, 11 werden durch Gray-Code (siehe Abb. 3.13) oder einen anderen Algorithmus gesetzt. Es ist offensichtlich, dass sich die Werte des Modulationssignals bei QPSK-Modulation halb so oft ändern wie bei BPSK-Modulation (bei gleicher Informationsübertragungsrate).
Komplexe Hüllkurve g(t) mit QPSK-Modulation
ist ein pseudozufälliges polares Basisbandsignal, dessen Quadraturkomponenten gemäß
(3.41), nehmen Sie Zahlenwerte ± 1 2 . Dabei
Die Dauer jedes Symbols der komplexen Hüllkurve ist doppelt so lang wie die Dauer der Symbole im ursprünglichen digitalen Modulationssignal. Bekanntlich stimmt die spektrale Leistungsdichte eines mehrstufigen Signals mit der spektralen Leistungsdichte eines binären Signals überein
M = 4 und daher T s = 2T b . Dementsprechend ist die spektrale Leistungsdichte des QPSK-Signals (z
positive Frequenzen) basierend auf Gleichung (3.28) wird durch den Ausdruck bestimmt:
P(f) = K × ( |
Sünde 2 |
||||
p×(f - f |
)×2×T |
||||
Aus Gleichung (3.51) folgt, dass der Abstand zwischen den ersten Nullstellen in der spektralen Leistungsdichte des QPSK-Signals gleich D f = 1 T b ist, was zweimal kleiner ist als
für BPSK-Modulation. Mit anderen Worten: Die spektrale Effizienz der Quadratur-QPSK-Modulation ist doppelt so hoch wie die der binären Phasenmodulation BPSK.
cos(ωc t ) |
||||||
Prägend |
||||||
w(t) |
Former |
|||||
Quadratur |
Addierer |
|||||
Komponente |
||||||
Es) |
sin(ωc t ) |
|||||
Prägend |
||||||
Abb.3.15. QPSK-Signal des Quadraturmodulators
Das Funktionsdiagramm eines Quadratur-QPSK-Modulators ist in Abb. 3.15 dargestellt. Der Codewandler empfängt ein digitales Signal mit der Geschwindigkeit R. Der Codekonverter erzeugt die Quadraturkomponenten des Komplexes
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Umschlag gemäß Tabelle 3.2 mit einer Geschwindigkeit, die doppelt so hoch ist wie die Originalgeschwindigkeit. Formungsfilter stellen ein bestimmtes Frequenzband des modulierenden (und entsprechend modulierten) Signals bereit. Die Quadraturkomponenten der Trägerfrequenz werden den HF-Multiplizierern von der Frequenzsynthesizerschaltung zugeführt. Am Ausgang des Addierers liegt ein resultierendes QPSK-moduliertes Signal s(t) vor
gemäß (3.40).
Tabelle 3.2
QPSK-Signalerzeugung
cos[θk ] |
|||||||||||||||
Sünde[θk ] |
|||||||||||||||
Komponente |
|||||||||||||||
I-Komponente |
|||||||||||||||
Das QPSK-Signal enthält wie das BPSK-Signal keine Trägerfrequenz in seinem Spektrum und kann nur mit einem kohärenten Detektor empfangen werden, der ein Spiegelbild der Modulatorschaltung ist
s(t) |
||||||
cos(ωc t ) |
||||||
Erholung |
||||||
Digital |
||||||
sin(ωc t ) |
||||||
Es)
Abb.3.16. QPSK-Signal des Quadraturdemodulators
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in Abb. 3.16 dargestellt.
3.3.4. Differenzielle binäre Phasenmodulation DBPSK
Das grundsätzliche Fehlen einer Trägerfrequenz im Spektrum des modulierten Signals führt in manchen Fällen zu einer ungerechtfertigten Komplikation des Demodulators im Empfänger. QPSK- und BPSK-Signale können nur von einem kohärenten Detektor empfangen werden, für dessen Umsetzung entweder die Übertragung einer Referenzfrequenz zusammen mit dem Signal oder die Implementierung einer speziellen Trägerwiederherstellungsschaltung im Empfänger erforderlich ist. Eine wesentliche Vereinfachung der Detektorschaltung wird erreicht, wenn die Phasenmodulation in der Differenzform DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying) implementiert wird.
Die Idee der Differenzcodierung besteht darin, nicht den absoluten Wert eines Informationssymbols zu vermitteln, sondern seine Änderung (oder Nichtänderung) relativ zum vorherigen Wert. Mit anderen Worten: Jedes nachfolgend übertragene Zeichen enthält Informationen über das vorherige Zeichen. Um die Originalinformationen während der Demodulation zu extrahieren, ist es daher möglich, nicht den absoluten, sondern den relativen Wert des modulierten Parameters der Trägerfrequenz als Referenzsignal zu verwenden. Der differenzielle binäre Codierungsalgorithmus wird durch die folgende Formel beschrieben:
dk = |
m k Å d k −1 |
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wobei ( m k ) die ursprüngliche Binärsequenz ist; (dunkel)-
die resultierende Binärsequenz; Å ist das Symbol für die Addition Modulo 2.
Ein Beispiel für eine differenzielle Codierung ist in Tabelle 3.3 dargestellt.
Tabelle 3.3 |
||||||||||
Differentialkodierung von Binärdateien |
||||||||||
Digitalsignal |
||||||||||
(d k |
||||||||||
(d k |
||||||||||
Die Hardware-Differenzcodierung wird in Form einer Signalverzögerungsschaltung für ein Zeitintervall gleich der Dauer eines Symbols in einer binären Informationssequenz und einer Modulo-2-Additionsschaltung implementiert (Abb. 3.17).
Logikschaltung |
|||||
dk = |
|||||
m k Å d k −1 |
|||||
Verzögerungsleitung
Abbildung 3.17. Differential-DBPSK-Signal-Encoder
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Ein differenzieller inkohärenter Detektor eines DBPSK-Signals bei einer Zwischenfrequenz ist in Abb. 3.18 dargestellt.
Der Detektor verzögert den empfangenen Impuls um ein Symbolintervall und multipliziert dann die empfangenen und verzögerten Symbole:
s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .
Nach der Filterung mit einem Tiefpassfilter oder angepasst
Es ist offensichtlich, dass sich weder die zeitliche Form der komplexen Hüllkurve noch die spektrale Zusammensetzung des differenziellen DBPSK-Signals vom üblichen BPSK-Signal unterscheiden.
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3.3.5. Differenzielle Quadraturphasenmodulation π/4 DQPSK
Die π/4-DQPSK-Modulation (Differential Quadrate Phase Shift Keying) ist eine Form der differenziellen Phasenmodulation, die speziell für QPSK-Signale mit vier Ebenen entwickelt wurde. Diese Art von Modulationssignal kann durch einen inkohärenten Detektor demoduliert werden, wie es für DBPSK-Modulationssignale typisch ist.
Der Unterschied zwischen der Differenzkodierung bei der π/4-DQPSK-Modulation und der Differenzkodierung bei der DBPSK-Modulation besteht darin, dass die relative Änderung nicht im modulierenden digitalen Symbol, sondern im modulierten Parameter, in diesem Fall der Phase, übertragen wird. Der Algorithmus zur Erzeugung eines modulierten Signals wird in Tabelle 3.4 erläutert.
Tabelle 3.4
Signalerzeugungsalgorithmus π/4 DQPSK
Information |
|||||
ny dibit |
|||||
Zuwachs |
ϕ = π 4 |
ϕ = 3 π 4 |
ϕ = −3 π 4 |
ϕ = − π 4 |
|
Phasenwinkel |
|||||
Q-Komponente |
Q = sin (θk ) = sin (θk − 1 + |
||||
I-Komponente |
I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 + |
||||
Jedem Dibit der ursprünglichen Informationssequenz ist ein Phaseninkrement der Trägerfrequenz zugeordnet. Das Phasenwinkelinkrement ist ein Vielfaches von π/4. Folglich kann der absolute Phasenwinkel θ k in Schritten acht verschiedene Werte annehmen
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π/4, und jede Quadraturkomponente der komplexen Einhüllenden ist einer von fünf möglichen Werten:
0, ±1 2, ±1. Der Übergang von einer Phase der Trägerfrequenz zur anderen kann anhand des Zustandsdiagramms in Abb. 3.13 für M = 8 beschrieben werden, indem der Absolutwert der Trägerfrequenzphase abwechselnd von vier Stellen gewählt wird
Das Blockschaltbild eines π/4-DQPSK-Modulators ist in Abb. 3.19 dargestellt. Das ursprüngliche binäre digitale Modulationssignal gelangt in den Code-Phasen-Wandler. Im Konverter wird nach Verzögerung des Signals um ein Symbolintervall der aktuelle Dibitwert und das entsprechende Phaseninkrement φ k der Trägerfrequenz ermittelt. Das
Das Phaseninkrement wird den Rechnern der Quadratur-IQ-Komponenten der komplexen Einhüllenden zugeführt (Tabelle 3.3). Ausfahrt
Der IQ-Rechner ist ein fünfstufiger Rechner
digitales Signal mit doppelter Impulsdauer |
||||||||||
Q = cos(θk –1 + Δφ) |
Formfilter |
|||||||||
cos(ωc t ) |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
Woche(t) |
||||||||||
Konverter |
||||||||||
Δφk |
||||||||||
sin(ωc t ) |
||||||||||
I = sin(θk –1 + Δφ) |
Formfilter |
|||||||||
Abb.3.19. Funktionsdiagramm des π/4-DQPSK-Modulators |
||||||||||
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die Impulsdauer des ursprünglichen binären Digitalsignals überschreitet. Als nächstes werden die Quadraturkomponenten I (t) und Q (t) der komplexen Einhüllenden durchlaufen
Formungsfilter und werden Hochfrequenzvervielfachern zugeführt, um Quadraturkomponenten des Hochfrequenzsignals zu bilden. Am Ausgang des Hochfrequenzaddierers liegt ein voll ausgebildetes Signal vor
π/4 DQPSK-Signal.
Der π/4-DQPSK-Signaldemodulator (Abb. 3.20) dient zur Erkennung von Quadraturkomponenten des Modulationssignals und hat einen ähnlichen Aufbau wie der DBPSK-Signaldemodulator. Eingangs-HF-Signal r (t) = cos(ω c t + θ k) bei Zwischenfrequenz
rI(t)
r(t)
Verzögerung τ = T s
w(t) Entscheidungsgerät
Phasenverschiebung Δφ = π/2
rQ(t)
Abb.3.20. Demodulator π/4 DQPSK-Signal bei Zwischenfrequenz
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geht an den Eingang der Verzögerungsschaltung und der HF-Multiplizierer. Das Signal am Ausgang jedes Multiplizierers (nach Entfernung hochfrequenter Komponenten) hat die Form:
r I (t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + q k −1) = cos(Df k); |
||
r Q (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + q k −1) = sin(Df k). |
||
Der Solver analysiert die Basisbandsignale am Ausgang jedes Tiefpassfilters. Es werden Vorzeichen und Größe des Phasenwinkelinkrements und damit der Wert des empfangenen Dibits bestimmt. Die Hardware-Implementierung eines Demodulators bei einer Zwischenfrequenz (siehe Abb. 3.20) ist aufgrund der hohen Anforderungen an die Genauigkeit und Stabilität der Hochfrequenz-Verzögerungsschaltung keine leichte Aufgabe. Eine häufigere Version der π/4-DQPSK-Signaldemodulatorschaltung mit direkter Übertragung des modulierten Signals in den Basisbandbereich, wie in Abb. 3.21 dargestellt.
r(t) |
r11(t) |
rQ(t) |
|||||||||
τ = T s |
|||||||||||
cos(ωc t + γ) |
r1(t) |
r12(t) |
rI(t) |
||||||||
r21(t) |
|||||||||||
sin(ωc t + γ) |
|
r2(t) |
|
r22(t) |
|
τ = T s |
|
Abb.3.21. Demodulator π/4 QPSK-Signal im Basisbandbereich
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Durch die direkte Übertragung des modulierten Signals in den Basisbandbereich ist eine vollständige Umsetzung möglich
Übertragung des modulierten Schwingungsspektrums in den Basisbandbereich. Die Referenzsignale, die auch den Eingängen der HF-Multiplizierer zugeführt werden, sind nicht phasensynchron mit der Trägerfrequenz der modulierten Schwingung. Dadurch weisen Basisbandsignale am Ausgang von Tiefpassfiltern eine beliebige Phasenverschiebung auf, die während des Symbolintervalls als konstant angenommen wird:
(t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + g) = cos(q k - g); |
|||
r 2 (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + g) = sin(q k – g), |
|||
wobei γ die Phasenverschiebung zwischen dem empfangenen Signal und dem Referenzsignal ist.
Die demodulierten Basisbandsignale werden zwei Verzögerungsschaltungen und vier Basisbandmultiplizierern zugeführt, an deren Ausgängen folgende Signale auftreten:
r 11 (t) = cos(q k – g) × cos(q k −1 – g); |
|
r 22 (t) = sin(q k – g) × sin(q k −1 – g); |
|
r 12 (t) = cos(q k – g) × sin(q k −1 – g); |
r 21 (t) = sin(q k – g) × cos(q k −1 – g).
Durch die Summierung der Ausgangssignale der Multiplizierer wird eine willkürliche Phasenverschiebung γ eliminiert, sodass nur noch Informationen über die Erhöhung des Phasenwinkels der Trägerfrequenz Δφ übrig bleiben:
Dj k);
r I (t) = r 12 (t) + r 21 (t) =
R 12 (t) = cos(q k – g) × sin(q k −1 – g) + r 21 (t) =
Sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).
Implementierung einer Verzögerungsschaltung im Basisbandbereich und
Die anschließende digitale Verarbeitung des demodulierten Signals erhöht die Stabilität der Schaltung und die Zuverlässigkeit des Informationsempfangs erheblich.
3.3.6. Quadratur-Phasenverschiebungsmodulation
OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) ist ein Sonderfall von QPSK. Die Trägerfrequenzhüllkurve eines QPSK-Signals ist theoretisch konstant. Wenn jedoch das Frequenzband des Modulationssignals begrenzt wird, geht die Eigenschaft der Konstanz der Amplitude des phasenmodulierten Signals verloren. Bei der Übertragung von Signalen mit BPSK- oder QPSK-Modulation kann die Phasenänderung über ein Symbolintervall π oder p 2 betragen. Intuitiv
Es ist klar, dass je größer der momentane Sprung in der Trägerphase ist, desto größer ist die begleitende AM, die auftritt, wenn das Signalspektrum begrenzt ist. Tatsächlich ist die Größe der Harmonischen des Spektrums, die diesem Zeitsprung entsprechen, umso größer, je größer die Größe der augenblicklichen Änderung der Amplitude des Signals ist, wenn sich seine Phase ändert. Mit anderen Worten, wenn das Signalspektrum begrenzt ist
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Die Größe des resultierenden internen AM ist proportional zur Größe des momentanen Phasensprungs in der Trägerfrequenz.
In einem QPSK-Signal können Sie den maximalen Trägerphasensprung begrenzen, indem Sie eine Zeitverschiebung von T b zwischen den Kanälen Q und I verwenden, d. h. Element eingeben
Verzögerungen des T b -Werts in Kanal Q oder I. Verwendung
Die Zeitverschiebung führt dazu, dass die vollständige notwendige Phasenänderung in zwei Phasen erfolgt: Zuerst ändert sich der Zustand eines Kanals (oder ändert sich nicht), dann der des anderen. Abbildung 3.22 zeigt die Abfolge der Modulationsimpulse Q (t) und I (t) in
Quadraturkanäle für konventionelle QPSK-Modulation.
Q(t)
Es) |
||||||||||||||||
I(t–Tb) |
||||||||||||||||
2Ts |
||||||||||||||||
Abb.3.22. Modulation von Signalen in I/Q-Kanälen mit QPSK
und OQPSK-Modulation
Die Dauer jedes Impulses beträgt T s = 2 T b . Änderung der Trägerphase beim Ändern eines Symbols in I oder Q
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5. ÜBERSICHT DER MODULATIONSARTEN
Die Transformation einer harmonischen Trägerschwingung (eines oder mehrerer ihrer Parameter) gemäß dem Gesetz der Änderung der übertragenen Informationssequenz wird als Modulation bezeichnet. Bei der Übertragung digitaler Signale in analoger Form operieren sie mit dem Konzept der Manipulation.
Das Modulationsverfahren trägt wesentlich dazu bei, bei gegebener Wahrscheinlichkeit eines fehlerhaften Empfangs die maximal mögliche Informationsübertragungsrate zu erreichen. Die maximale Leistungsfähigkeit des Übertragungssystems lässt sich anhand der bekannten Shannon-Formel abschätzen, die die Abhängigkeit der Kapazität C eines kontinuierlichen Kanals mit weißem Gauß'schen Rauschen vom verwendeten Frequenzband F und dem Verhältnis von Signal- und Rauschleistung Pc/ bestimmt Psh.
wobei PC die durchschnittliche Signalleistung ist;
PSh ist die durchschnittliche Rauschleistung im Frequenzband.
Die Bandbreite ist als Obergrenze der tatsächlichen Informationsübertragungsrate V definiert. Mit dem obigen Ausdruck können wir den Maximalwert der Übertragungsrate ermitteln, der in einem Gaußschen Kanal mit gegebenen Werten erreicht werden kann: der Breite des Frequenzbereichs, in dem die Übertragung erfolgt (DF) und das Signal-Rausch-Verhältnis (PC/RSH).
Die Wahrscheinlichkeit eines fehlerhaften Empfangs eines Bits in einem bestimmten Übertragungssystem wird durch das Verhältnis PC/РШ bestimmt. Aus Shannons Formel folgt, dass eine Erhöhung der spezifischen Übertragungsrate V/DF eine Erhöhung der Energiekosten (PC) pro Bit erfordert. Die Abhängigkeit der spezifischen Übertragungsgeschwindigkeit vom Signal-Rausch-Verhältnis ist in Abb. dargestellt. 5.1.
Abbildung 5.1 – Abhängigkeit der spezifischen Übertragungsgeschwindigkeit vom Signal-Rausch-Verhältnis
Jedes Übertragungssystem kann durch einen Punkt beschrieben werden, der unterhalb der in der Abbildung gezeigten Kurve liegt (Bereich B). Diese Kurve wird oft als Grenze oder Shannon-Grenze bezeichnet. Für jeden Punkt im Bereich B ist es möglich, ein Kommunikationssystem zu erstellen, dessen Wahrscheinlichkeit eines fehlerhaften Empfangs beliebig klein sein kann.
Moderne Datenübertragungssysteme erfordern, dass die Wahrscheinlichkeit eines unerkannten Fehlers nicht höher als 10-4...10-7 ist.
In der modernen digitalen Kommunikationstechnik sind die häufigsten Frequenzmodulationen (FSK), relative Phasenmodulation (DPSK), Quadraturphasenmodulation (QPSK), Offset-Phasenmodulation (Offset), auch O-QPSK oder SQPSK genannt, Quadraturamplitudenmodulation ( QAM).
Bei der Frequenzmodulation entsprechen die Werte „0“ und „1“ der Informationsfolge bestimmten Frequenzen des analogen Signals mit konstanter Amplitude. Frequenzmodulation ist sehr rauschresistent, aber Frequenzmodulation verschwendet die Bandbreite des Kommunikationskanals. Daher wird diese Art der Modulation in langsamen Protokollen verwendet, die eine Kommunikation über Kanäle mit einem niedrigen Signal-Rausch-Verhältnis ermöglichen.
Bei der relativen Phasenmodulation ändert sich je nach Wert des Informationselements nur die Phase des Signals, während Amplitude und Frequenz unverändert bleiben. Darüber hinaus ist jedes Informationsbit nicht dem absoluten Wert der Phase zugeordnet, sondern ihrer Änderung relativ zum vorherigen Wert.
Häufiger wird Vierphasen-DPSK oder Doppel-DPSK verwendet, das auf der Übertragung von vier Signalen basiert, von denen jedes Informationen über zwei Bits (Dibit) der ursprünglichen Binärsequenz trägt. Typischerweise werden zwei Phasensätze verwendet: Abhängig vom Dibit-Wert (00, 01, 10 oder 11) kann sich die Phase des Signals auf 0°, 90°, 180°, 270° oder 45°, 135°, 225 ändern ° bzw. 315°. Wenn in diesem Fall die Anzahl der codierten Bits mehr als drei (8 Phasendrehpositionen) beträgt, wird die Störfestigkeit von DPSK stark reduziert. Aus diesem Grund wird DPSK nicht für die Hochgeschwindigkeits-Datenübertragung verwendet.
4-Positions- oder Quadraturphasenmodulationsmodems werden in Systemen verwendet, in denen die theoretische spektrale Effizienz von BPSK-Sendegeräten (1 Bit/(s·Hz)) für die verfügbare Bandbreite nicht ausreicht. Die verschiedenen Demodulationstechniken, die in BPSK-Systemen verwendet werden, werden auch in QPSK-Systemen verwendet. Neben der direkten Erweiterung binärer Modulationsverfahren auf den Fall von QPSK wird auch eine 4-Positionen-Modulation mit einer Verschiebung (Offset) verwendet. Einige Varianten von QPSK und BPSK sind in der Tabelle aufgeführt. 5.1.
Bei der Quadraturamplitudenmodulation ändern sich sowohl die Phase als auch die Amplitude des Signals, wodurch Sie die Anzahl der codierten Bits erhöhen und gleichzeitig die Störfestigkeit deutlich verbessern können. Derzeit werden Modulationsverfahren verwendet, bei denen die Anzahl der in einem Baud-Intervall codierten Informationsbits 8...9 und die Anzahl der Signalpositionen im Signalraum 256...512 erreichen kann.
Tabelle 5.1 – Arten von QPSK und BPSK
| Binärer PSK | PSK mit vier Positionen | Kurzbeschreibung |
| BPSK | QPSK | Konventionelle kohärente BPSK und QPSK |
| DEBPSK | DEQPSK | Konventionelles kohärentes BPSK und QPSK mit relativer Kodierung und SVN |
| DBSK | DQPSK | QPSK mit Autokorrelationsdemodulation (kein EHV) |
| FBPSK | BPSK oder QPSK Mit patentiertem Feer-Prozessor, geeignet für nichtlineare Verstärkungssysteme QPSK mit Verschiebung (Offset) QPSK mit Verschiebung und relativer Kodierung QPSK mit Shift und den patentierten Prozessoren von Feer QPSK mit relativer Kodierung und Phasenverschiebung um p/4 |
Die Quadraturdarstellung von Signalen ist eine praktische und ziemlich universelle Möglichkeit, sie zu beschreiben. Die Quadraturdarstellung soll die Schwingung als lineare Kombination zweier orthogonaler Komponenten – Sinus und Cosinus – ausdrücken:
S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)
wobei x(t) und y(t) bipolare diskrete Größen sind.
Eine solche diskrete Modulation (Manipulation) erfolgt über zwei Kanäle auf um 90° zueinander verschobenen Trägern, d.h. in Quadratur angeordnet (daher der Name der Darstellungs- und Signalerzeugungsmethode).
Erläutern wir die Funktionsweise der Quadraturschaltung (Abb. 5.2) am Beispiel der Erzeugung von QPSK-Signalen.
Abbildung 5.2 – Quadraturmodulatorschaltung
Die ursprüngliche Folge binärer Symbole der Dauer T wird mithilfe eines Schieberegisters in ungerade Y-Impulse unterteilt, die dem Quadraturkanal (coswt) zugeführt werden, und in gerade X-Impulse, die dem Inphase-Kanal (sinwt) zugeführt werden. Beide Impulsfolgen gelangen an die Eingänge der entsprechenden manipulierenden Impulsformer, an deren Ausgängen Folgen von bipolaren Impulsen x(t) und y(t) entstehen.
Manipulierende Impulse haben eine Amplitude und Dauer von 2T. Die Impulse x(t) und y(t) gelangen an die Eingänge von Kanalmultiplizierern, an deren Ausgängen zweiphasige phasenmodulierte Schwingungen entstehen. Nach der Summierung bilden sie ein QPSK-Signal.
Der obige Ausdruck zur Beschreibung des Signals ist durch die gegenseitige Unabhängigkeit der mehrstufigen Manipulationsimpulse x(t), y(t) in den Kanälen gekennzeichnet, d.h. Ein Pegel von eins in einem Kanal kann einem Pegel von eins oder null in einem anderen Kanal entsprechen. Dadurch ändert sich das Ausgangssignal der Quadraturschaltung nicht nur in der Phase, sondern auch in der Amplitude. Da in jedem Kanal eine Amplitudenmanipulation durchgeführt wird, wird diese Art der Modulation als Amplitudenquadraturmodulation bezeichnet.
Mithilfe einer geometrischen Interpretation kann jedes QAM-Signal als Vektor im Signalraum dargestellt werden.
Indem wir nur die Enden der Vektoren markieren, erhalten wir für QAM-Signale ein Bild in Form eines Signalpunkts, dessen Koordinaten durch die Werte x(t) und y(t) bestimmt werden. Die Menge der Signalpunkte bildet die sogenannte Signalkonstellation.
In Abb. Abb. 5.3 zeigt das Blockschaltbild des Modulators und Abb. 5.4 – Signalkonstellation für den Fall, dass x(t) und y(t) Werte ±1, ±3 annehmen (QAM-4).
Abbildung 5.4 – QAM-4-Signaldiagramm
Die Werte ±1, ±3 bestimmen die Modulationsgrade und sind relativer Natur. Die Konstellation enthält 16 Signalpunkte, die jeweils vier übertragenen Informationsbits entsprechen.
Eine Kombination der Pegel ±1, ±3, ±5 kann eine Konstellation von 36 Signalpunkten bilden. Davon nutzen ITU-T-Protokolle jedoch nur 16 Punkte, die gleichmäßig im Signalraum verteilt sind.
Es gibt mehrere Möglichkeiten, QAM-4 praktisch umzusetzen. Die gebräuchlichste davon ist die sogenannte Superpositionsmodulationsmethode (SPM). Das Schema, das diese Methode implementiert, verwendet zwei identische QPSKs (Abb. 5.5).
Mit der gleichen Technik zur Erlangung von QAM können Sie ein Diagramm für die praktische Umsetzung von QAM-32 erhalten (Abb. 5.6).
Abbildung 5.5 – QAM-16-Modulatorschaltung
Abbildung 5.6 – QAM-32-Modulatorschaltung
Der Erhalt von QAM-64, QAM-128 und QAM-256 erfolgt auf die gleiche Weise. Schemata zur Erlangung dieser Modulationen werden aufgrund ihrer umständlichen Natur nicht angegeben.
Aus der Kommunikationstheorie ist bekannt, dass bei gleicher Anzahl von Punkten in der Signalkonstellation die Störfestigkeit von QAM- und QPSK-Systemen unterschiedlich ist. Bei einer großen Anzahl von Signalpunkten ist das QAM-Spektrum identisch mit dem Spektrum von QPSK-Signalen. Allerdings weisen QAM-Signale eine bessere Leistung als QPSK-Systeme auf. Der Hauptgrund dafür ist, dass der Abstand zwischen Signalpunkten in einem QPSK-System kleiner ist als der Abstand zwischen Signalpunkten in einem QAM-System.
In Abb. Abbildung 5.7 zeigt die Signalkonstellationen der Systeme QAM-16 und QPSK-16 bei gleicher Signalstärke. Der Abstand d zwischen benachbarten Punkten einer Signalkonstellation in einem QAM-System mit L Modulationsstufen wird durch den Ausdruck bestimmt:
(5.3)
Ebenso für QPSK:
(5.4)
wobei M die Anzahl der Phasen ist.
Aus den obigen Ausdrücken folgt, dass bei einer Erhöhung des M-Werts und dem gleichen Leistungsniveau QAM-Systeme QPSK-Systemen vorzuziehen sind. Beispielsweise ist bei M=16 (L = 4) dQAM = 0,47 und dQPSK = 0,396 und bei M=32 (L = 6) dQAM = 0,28, dQPSK = 0,174.
Somit können wir sagen, dass QAM im Vergleich zu QPSK viel effizienter ist, was die Verwendung einer mehrstufigen Modulation bei gleichem Signal-Rausch-Verhältnis ermöglicht. Daraus können wir schließen, dass die QAM-Eigenschaften der Shannon-Grenze am nächsten liegen (Abb. 5.8), wobei: 1 – Shannon-Grenze, 2 – QAM, 3 – M-Position ARC, 4 – M-Position PSK.
Abbildung 5.8 – Abhängigkeit der spektralen Effizienz verschiedener Modulationen vom C/N
Im Allgemeinen haben M-Positions-QAM-Systeme mit linearer Verstärkung wie 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM eine höhere spektrale Effizienz als QPSK mit linearer Verstärkung, das eine theoretische Effizienzgrenze von 2 Bits/(s∙Hz) hat.
Eines der charakteristischen Merkmale von QAM sind niedrige Werte der Out-of-Band-Leistung (Abb. 5.9).
Abbildung 5.9 – Energiespektrum von QAM-64
Der Einsatz von Multipositions-QAM in reiner Form ist mit dem Problem einer unzureichenden Störfestigkeit verbunden. Daher wird in allen modernen Hochgeschwindigkeitsprotokollen QAM in Verbindung mit Trellis Coding (TCM) verwendet. Die TCM-Signalkonstellation enthält mehr Signalpunkte (Signalpositionen) als für eine Modulation ohne Trellis-Kodierung erforderlich sind. Beispielsweise wird 16-Bit-QAM in eine Trellis-codierte 32-QAM-Konstellation umgewandelt. Zusätzliche Konstellationspunkte sorgen für Signalredundanz und können zur Fehlererkennung und -korrektur genutzt werden. Faltungscodierung in Kombination mit TCM führt eine Abhängigkeit zwischen aufeinanderfolgenden Signalpunkten ein. Das Ergebnis war eine neue Modulationstechnik namens Trellis-Modulation. Eine Kombination eines bestimmten QAM-rauschresistenten Codes, der auf eine bestimmte Weise ausgewählt wird, wird als Signal-Code-Struktur (SCC) bezeichnet. SCMs ermöglichen es, die Störfestigkeit der Informationsübertragung zu erhöhen und gleichzeitig die Anforderungen an das Signal-Rausch-Verhältnis im Kanal um 3 – 6 dB zu reduzieren. Während des Demodulationsprozesses wird das empfangene Signal mithilfe des Viterbi-Algorithmus dekodiert. Es ist dieser Algorithmus, der es durch die Verwendung eingeführter Redundanz und Kenntnis des Verlaufs des Empfangsprozesses ermöglicht, unter Verwendung des Maximum-Likelihood-Kriteriums den zuverlässigsten Referenzpunkt aus dem Signalraum auszuwählen.
Durch den Einsatz von QAM-256 können Sie 8 Signalzustände, also 8 Bit, in 1 Baud übertragen. Dadurch können Sie die Datenübertragungsgeschwindigkeit deutlich erhöhen. Bei einer Übertragungsbereichsbreite von Df = 45 kHz (wie in unserem Fall) kann also 1 Baud, also 8 Bit, in einem Zeitintervall von 1/Df übertragen werden. Dann beträgt die maximale Übertragungsgeschwindigkeit über diesen Frequenzbereich
Da bei diesem System die Übertragung über zwei Frequenzbereiche gleicher Breite erfolgt, beträgt die maximale Übertragungsgeschwindigkeit dieses Systems 720 kbit/s.
Da der übertragene Bitstrom nicht nur Informationsbits, sondern auch Servicebits enthält, hängt die Informationsgeschwindigkeit von der Struktur der übertragenen Frames ab. Die in diesem Datenübertragungssystem verwendeten Frames werden auf Basis der Protokolle Ethernet und V.42 gebildet und haben eine maximale Länge von K=1518 Bits, davon KS=64 Servicebits. Dann hängt die Informationsübertragungsgeschwindigkeit vom Verhältnis von Informationsbits und Dienstbits ab
Diese Geschwindigkeit übersteigt die in den technischen Daten angegebene Geschwindigkeit. Daher können wir den Schluss ziehen, dass die gewählte Modulationsmethode die in den technischen Spezifikationen festgelegten Anforderungen erfüllt.
Da bei diesem System die Übertragung über zwei Frequenzbereiche gleichzeitig erfolgt, ist die Organisation zweier parallel arbeitender Modulatoren erforderlich. Es ist jedoch zu berücksichtigen, dass das System möglicherweise von den Hauptfrequenzbereichen auf die Backup-Frequenzbereiche umschaltet. Daher ist die Erzeugung und Steuerung aller vier Trägerfrequenzen erforderlich. Ein Frequenzsynthesizer zur Erzeugung von Trägerfrequenzen besteht aus einem Referenzsignalgenerator, Teilern und hochwertigen Filtern. Als Referenzsignalgenerator fungiert ein Quarz-Rechteckimpulsgenerator (Abb. 5.10).
Abbildung 5.10 – Generator mit Quarzstabilisierung
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Vier-Positionen-Phasenumtastung (QPSK)
Aus der Kommunikationstheorie ist bekannt, dass die binäre Phasenmodulation BPSK die höchste Störfestigkeit aufweist. In einigen Fällen ist es jedoch möglich, seinen Durchsatz zu erhöhen, indem die Störfestigkeit des Kommunikationskanals verringert wird. Darüber hinaus kann durch die Anwendung einer rauschresistenten Codierung der von einem Mobilkommunikationssystem abgedeckte Bereich genauer geplant werden.
Die Phasenmodulation mit vier Positionen verwendet vier Trägerphasenwerte. In diesem Fall sollte die Phase y(t) des durch Ausdruck (25) beschriebenen Signals vier Werte annehmen: 0°, 90°, 180° und 270°. Allerdings werden häufiger andere Phasenwerte verwendet: 45°, 135°, 225° und 315°. Diese Art der Darstellung der Quadraturphasenmodulation ist in Abbildung 1 dargestellt.
Die gleiche Abbildung zeigt die von jedem Trägerphasenzustand übermittelten Bitwerte. Jeder Staat überträgt zwei Bits nützlicher Informationen gleichzeitig. Dabei werden die Inhalte der Bits so gewählt, dass der Übergang in einen benachbarten Zustand der Trägerphase aufgrund eines Empfangsfehlers zu maximal einem einzelnen Bitfehler führt.
Typischerweise wird ein Quadraturmodulator verwendet, um ein QPSK-Modulationssignal zu erzeugen. Um einen Quadraturmodulator zu implementieren, benötigen Sie zwei Multiplizierer und einen Addierer. Die Eingänge des Multiplikators können direkt im NRZ-Code mit Eingangsbitströmen versorgt werden. Das Blockschaltbild eines solchen Modulators ist in Abbildung 2 dargestellt.
Da bei dieser Modulationsart während eines Symbolintervalls zwei Bits des Eingangsbitstroms gleichzeitig übertragen werden, beträgt die Symbolrate dieser Modulationsart 2 Bits pro Symbol. Das bedeutet, dass bei der Implementierung eines Modulators der Eingangsstrom in zwei Komponenten aufgeteilt werden sollte – die Inphase-Komponente I und die Quadraturkomponente Q. Nachfolgende Blöcke sollten mit der Symbolrate synchronisiert werden.
Bei dieser Implementierung ist das Spektrum des Signals am Ausgang des Modulators unbegrenzt und seine ungefähre Form ist in Abbildung 3 dargestellt.
Abbildung 3. Spektrum eines QPSK-Signals, moduliert durch ein NRZ-Signal.
Natürlich kann das Spektrum dieses Signals mithilfe eines Bandpassfilters am Ausgang des Modulators begrenzt werden, dies wird jedoch nie durchgeführt. Der Nyquist-Filter ist viel effizienter. Das Blockdiagramm eines QPSK-Signalquadraturmodulators, der mit einem Nyquist-Filter aufgebaut ist, ist in Abbildung 4 dargestellt.
Abbildung 4. Blockdiagramm eines QPSK-Modulators mit einem Nyquist-Filter
Der Nyquist-Filter kann nur mit digitaler Technologie implementiert werden, daher ist in der in Abbildung 17 gezeigten Schaltung ein Digital-Analog-Wandler (DAC) vor dem Quadraturmodulator vorgesehen. Eine Besonderheit der Funktionsweise des Nyquist-Filters besteht darin, dass in den Intervallen zwischen Referenzpunkten an seinem Eingang kein Signal anliegen sollte, daher befindet sich an seinem Eingang ein Impulsformer, der nur zum Zeitpunkt der Referenzpunkte ein Signal an seinen Ausgang ausgibt. In der übrigen Zeit liegt an seinem Ausgang ein Nullsignal an.
Ein Beispiel für die Form des übertragenen digitalen Signals am Ausgang des Nyquist-Filters ist in Abbildung 5 dargestellt.
Abbildung 5. Beispiel eines Q-Signal-Timingdiagramms für eine QPSK-Phasenmodulation mit vier Positionen
Da im Sendegerät ein Nyquist-Filter verwendet wird, um das Spektrum des Funksignals einzugrenzen, kommt es nur an Signalpunkten zu keiner Intersymbolverzerrung im Signal. Dies ist deutlich aus dem Q-Signal-Augendiagramm in Abbildung 6 ersichtlich.
Neben einer Einengung des Signalspektrums führt der Einsatz eines Nyquist-Filters zu einer Änderung der Amplitude des erzeugten Signals. In den Intervallen zwischen Stützpunkten des Signals kann die Amplitude gegenüber dem Nennwert entweder ansteigen oder bis nahezu Null abfallen.
Um Änderungen sowohl in der Amplitude des QPSK-Signals als auch in seiner Phase zu verfolgen, ist es besser, ein Vektordiagramm zu verwenden. Das Zeigerdiagramm desselben Signals aus den Abbildungen 5 und 6 ist in Abbildung 7 dargestellt.
Abbildung 7 Vektordiagramm des QPSK-Signals mit a = 0,6
Die Änderung der Amplitude des QPSK-Signals ist auch im Oszillogramm des QPSK-Signals am Modulatorausgang sichtbar. Der charakteristischste Abschnitt des in den Abbildungen 6 und 7 gezeigten Signalzeitdiagramms ist in Abbildung 8 dargestellt. In dieser Abbildung sind sowohl Einbrüche in der Amplitude des modulierten Signalträgers als auch ein Anstieg seines Wertes relativ zum Nennpegel deutlich zu erkennen.
Abbildung 8. Zeitdiagramm eines QPSK-Signals mit a = 0,6
Die Signale in den Abbildungen 5 ... 8 sind für den Fall der Verwendung eines Nyquist-Filters mit einem Rundungsfaktor a = 0,6 dargestellt. Bei Verwendung eines Nyquist-Filters mit einem niedrigeren Wert dieses Koeffizienten wirkt sich der Einfluss der Nebenkeulen der Impulsantwort des Nyquist-Filters stärker aus und die in den Abbildungen 6 und 7 deutlich sichtbaren vier Signalpfade verschmelzen zu einer durchgehenden Zone . Darüber hinaus nehmen die Signalamplitudensprünge relativ zum Nennwert zu.
Abbildung 9 – Spektrogramm eines QPSK-Signals mit a = 0,6
Das Vorhandensein einer Amplitudenmodulation des Signals führt dazu, dass in Kommunikationssystemen, die diese Art der Modulation verwenden, ein hochlinearer Leistungsverstärker verwendet werden muss. Leider haben solche Leistungsverstärker einen geringen Wirkungsgrad.
Durch die Frequenzmodulation mit einem minimalen Frequenzabstand MSK können Sie die Frequenzbandbreite reduzieren, die ein digitales Funksignal in der Luft einnimmt. Allerdings erfüllt auch diese Modulationsart nicht alle Anforderungen an moderne Mobilfunksysteme. Typischerweise wird das MSK-Signal im Funksender mit einem herkömmlichen Filter gefiltert. Aus diesem Grund ist eine andere Modulationsart mit einem noch engeren Spektrum an Funkfrequenzen in der Luft aufgetaucht.
Vielversprechende Modulationsverfahren in breitbandigen Datenübertragungssystemen
Heutzutage werden Kommunikationsspezialisten nicht mehr von der geheimnisvollen Phrase „Spread Spectrum“ überrascht sein. Breitbandige (und das verbirgt sich hinter diesen Worten) Datenübertragungssysteme unterscheiden sich voneinander in der Methode und Geschwindigkeit der Datenübertragung, der Art der Modulation, der Übertragungsreichweite, den Dienstmöglichkeiten usw. In diesem Artikel wird versucht, Breitbandsysteme anhand der zu klassifizieren Modulation, die in ihnen verwendet wird.
Grundbestimmungen
Breitband-Datenübertragungssysteme (BDSTS) unterliegen hinsichtlich der Protokolle dem einheitlichen IEEE 802.11-Standard und im Hochfrequenzteil den einheitlichen Regeln der FCC (US Federal Communications Commission). Sie unterscheiden sich jedoch in der Art und Geschwindigkeit der Datenübertragung, der Art der Modulation, der Übertragungsreichweite, den Servicemöglichkeiten usw.
Alle diese Eigenschaften sind wichtig bei der Auswahl eines Breitbandzubehörs (durch einen potenziellen Käufer) und einer Elementbasis (durch einen Entwickler, Hersteller von Kommunikationssystemen). In dieser Übersicht wird versucht, Breitbandnetze anhand der in der Fachliteratur am wenigsten abgedeckten Eigenschaft, nämlich ihrer Modulation, zu klassifizieren.
Durch den Einsatz verschiedener Zusatzmodulationen in Verbindung mit Phasen- (BPSK) und Quadraturphasenmodulation (QPSK) zur Erhöhung der Informationsrate bei der Übertragung breitbandiger Signale im 2,4-GHz-Bereich können Informationsübertragungsraten von bis zu 11 Mbit/s erreicht werden. unter Berücksichtigung der von der FCC für den Betrieb in diesem Bereich auferlegten Einschränkungen. Da erwartet wird, dass Breitbandsignale ohne den Erwerb einer Spektrumslizenz übertragen werden, sind die Eigenschaften der Signale begrenzt, um gegenseitige Störungen zu reduzieren.
Bei diesen Modulationsarten handelt es sich um verschiedene Formen der M-ary-orthogonalen Modulation (MOK), der Pulsphasenmodulation (PPM) und der Quadraturamplitudenmodulation (QAM). Breitband umfasst auch Signale, die durch den gleichzeitigen Betrieb mehrerer paralleler Kanäle getrennt durch Frequenz (FDMA) und/oder Zeit (TDMA) empfangen werden. Abhängig von den spezifischen Bedingungen wird die eine oder andere Modulationsart ausgewählt.
Auswahl der Modulationsart
Die Hauptaufgabe jedes Kommunikationssystems besteht darin, Informationen auf möglichst wirtschaftliche Weise von der Nachrichtenquelle zum Verbraucher zu übertragen. Daher wird eine Modulationsart gewählt, die den Einfluss von Interferenzen und Verzerrungen minimiert und so eine maximale Informationsgeschwindigkeit und eine minimale Fehlerrate erreicht. Die betrachteten Modulationsarten wurden nach mehreren Kriterien ausgewählt: Widerstandsfähigkeit gegen Mehrwegeausbreitung; Interferenz; Anzahl der verfügbaren Kanäle; Anforderungen an die Linearität des Leistungsverstärkers; erreichbare Übertragungsreichweite und Komplexität der Umsetzung.
DSSS-Modulation
Die meisten der in diesem Testbericht vorgestellten Modulationsarten basieren auf Direct Sequence Wideband Signals (DSSS), den klassischen Breitbandsignalen. In Systemen mit DSSS ermöglicht die Erweiterung des Signalspektrums um ein Vielfaches, die spektrale Leistungsdichte des Signals um den gleichen Betrag zu reduzieren. Die Spreizung des Spektrums erfolgt typischerweise durch Multiplikation eines relativ schmalbandigen Datensignals mit einem breitbandigen Spreizsignal. Das Spreizsignal oder der Spreizcode wird oft als rauschähnlicher Code oder PN-Code (Pseudonoise) bezeichnet. Das Prinzip der beschriebenen Spektrumserweiterung ist in Abb. dargestellt. 1.
Bitperiode – Periode des Informationsbits
Chip-Zeitraum – Chip-Tracking-Zeitraum
Datensignal - Daten
PN-Code – rauschähnlicher Code
Codiertes Signal – Breitbandsignal
DSSS/MOK-Modulation
Breitbandige Direktsequenzsignale mit M-ary-orthogonaler Modulation (oder kurz MOK-Modulation) sind seit langem bekannt, lassen sich jedoch nur schwer auf analogen Komponenten implementieren. Mithilfe digitaler Mikroschaltungen ist es heute möglich, die einzigartigen Eigenschaften dieser Modulation zu nutzen.
Eine Variante von MOK ist die M-ary biorthogonale Modulation (MBOK). Eine Erhöhung der Informationsgeschwindigkeit wird durch die gleichzeitige Verwendung mehrerer orthogonaler PN-Codes unter Beibehaltung der gleichen Chipwiederholungsrate und Spektrumsform erreicht. Die MBOK-Modulation nutzt effektiv die Spektrumsenergie, das heißt, sie weist ein ziemlich hohes Verhältnis von Übertragungsgeschwindigkeit zu Signalenergie auf. Es ist resistent gegen Interferenzen und Mehrwegeausbreitung.
Von der in Abb. 2 des MBOK-Modulationsschemas zusammen mit QPSK ist ersichtlich, dass der PN-Code aus M-orthogonalen Vektoren gemäß dem Steuerdatenbyte ausgewählt wird. Da die I- und Q-Kanäle orthogonal sind, können sie gleichzeitig MBOKed sein. Bei der biorthogonalen Modulation werden auch invertierte Vektoren verwendet, was eine Erhöhung der Informationsgeschwindigkeit ermöglicht. Der am weitesten verbreitete Satz wirklich orthogonaler Walsh-Vektoren mit einer durch 2 teilbaren Vektordimension. Daher wird ein System von Walsh-Vektoren mit einer Vektordimension von 8 und QPSK als PN-Codes mit einer Wiederholungsrate von 11 Megachips pro Sekunde in voller Übereinstimmung verwendet Mit dem IEEE 802.11-Standard ist es möglich, 8 Bit pro Kanalsymbol zu übertragen, was zu einer Kanalgeschwindigkeit von 1,375 Megasymbolen pro Sekunde und einer Informationsgeschwindigkeit von 11 Mbit/s führt.
Durch die Modulation lässt sich die gemeinsame Arbeit mit Breitbandsystemen, die mit Standard-Chipgeschwindigkeiten arbeiten und nur QPSK verwenden, ganz einfach organisieren. In diesem Fall wird der Frame-Header mit einer achtmal niedrigeren Geschwindigkeit (jeweils im Einzelfall) übertragen, was es einem langsameren System ermöglicht, diesen Header korrekt wahrzunehmen. Dann erhöht sich die Datenübertragungsgeschwindigkeit.
1. Daten eingeben
2. Scrambler
3. Multiplexer 1:8
4. Wählen Sie eine von 8 Walsh-Funktionen
5. Wählen Sie eine von 8 Walsh-Funktionen
6. I-Kanal-Ausgang
7. Q-Kanal-Ausgang
Theoretisch weist MBOK im Vergleich zu BPSK bei gleichem Eb/N0-Verhältnis eine etwas niedrigere Fehlerrate (BER) auf (aufgrund seiner Kodierungseigenschaften), was es zur energieeffizientesten Modulation macht. Bei BPSK wird jedes Bit unabhängig vom anderen verarbeitet, bei MBOK wird das Zeichen erkannt. Wenn es falsch erkannt wird, bedeutet das nicht, dass alle Bits dieses Symbols falsch empfangen wurden. Somit ist die Wahrscheinlichkeit, ein fehlerhaftes Symbol zu empfangen, nicht gleich der Wahrscheinlichkeit, ein fehlerhaftes Bit zu empfangen.
Das MBOK-Spektrum modulierter Signale entspricht dem im IEEE 802.11-Standard festgelegten. Derzeit ist Aironet Wireless Communications, Inc. bietet drahtlose Brücken für Ethernet- und Token-Ring-Netzwerke mit DSSS/MBOK-Technologie und überträgt Informationen drahtlos mit Geschwindigkeiten von bis zu 4 Mbit/s.
Die Mehrwegeimmunität hängt vom Eb/N0-Verhältnis und der Phasenverzerrung des Signals ab. Numerische Simulationen der Übertragung von Breitband-MBOK-Signalen, die von Ingenieuren von Harris Semiconductor innerhalb von Gebäuden durchgeführt wurden, haben bestätigt, dass solche Signale gegenüber diesen Störfaktoren recht robust sind1. Siehe: Andren C. 11 MBps Modulation Techniques // Harris Semiconductor Newsletter. 05.05.98.
In Abb. Abbildung 3 zeigt Diagramme der Wahrscheinlichkeit des Empfangs eines fehlerhaften Datenrahmens (PER) als Funktion der Entfernung bei einer abgestrahlten Signalleistung von 15 dB/MW (für 5,5 Mbit/s – 20 dB/MW), die als Ergebnis einer numerischen Berechnung erhalten wurden Simulation, für verschiedene Informationsdatenraten.
Simulationen zeigen, dass mit einem Anstieg von Es/N0, der für eine zuverlässige Symbolerkennung erforderlich ist, PER unter Bedingungen starker Signalreflexion deutlich zunimmt. Um dies zu verhindern, kann der koordinierte Empfang mehrerer Antennen genutzt werden. In Abb. Abbildung 4 zeigt die Ergebnisse für diesen Fall. Für einen optimal angepassten Empfang ist die PER gleich dem Quadrat der PER des unkoordinierten Empfangs. Bei der Betrachtung von Abb. Bei den Beispielen 3 und 4 muss berücksichtigt werden, dass bei PER=15 % der tatsächliche Verlust an Informationsgeschwindigkeit aufgrund der Notwendigkeit, fehlgeschlagene Pakete erneut zu übertragen, 30 % beträgt.
Voraussetzung für den Einsatz von QPSK in Verbindung mit MBOK ist eine kohärente Signalverarbeitung. In der Praxis wird dies erreicht, indem die Frame-Präambel und der Header mithilfe von BPSK empfangen werden, um eine Phasenrückkopplungsschleife einzurichten. All dies sowie die Verwendung serieller Korrelatoren zur kohärenten Signalverarbeitung erhöhen jedoch die Komplexität des Demodulators.
CCSK-Modulation
Wideband M-ary Orthogonal Cyclic Code Sequence (CCSK)-Signale sind einfacher zu demodulieren als MBOK, da nur ein PN-Code verwendet wird. Diese Art der Modulation entsteht aufgrund einer zeitlichen Verschiebung der Korrelationsspitze innerhalb eines Symbols. Mit dem Barker-Code der Länge 11 und einer Geschwindigkeit von 1 Megasymbol pro Sekunde ist es möglich, den Peak auf eine von acht Positionen zu verschieben. Die verbleibenden 3 Positionen erlauben keine Verwendung zur Erhöhung der Informationsgeschwindigkeit. Auf diese Weise können pro Symbol drei Informationsbits übertragen werden. Durch Hinzufügen von BPSK können Sie ein weiteres Informationsbit pro Symbol übertragen, also insgesamt 4. Als Ergebnis erhalten wir mit QPSK 8 Informationsbits pro Kanalsymbol.
Das Hauptproblem bei PPM und CCSK ist die Empfindlichkeit gegenüber Mehrwegeausbreitung, wenn die Verzögerung zwischen Signalreflexionen die Dauer des PN-Codes überschreitet. Daher sind diese Modulationsarten in Innenräumen mit solchen Reflexionen nur schwer anwendbar. CCSK ist relativ einfach zu demodulieren und erfordert im Vergleich zu einer herkömmlichen Modulator-/Demodulatorschaltung nur einen geringfügigen Anstieg der Komplexität. Das CCSK-Schema ähnelt dem MBOK-Modulationsschema zusammen mit QPSK (siehe Abb. 2), nur dass anstelle eines Blocks zur Auswahl einer der 8 Walsh-Funktionen ein Wortverschiebungsblock vorhanden ist.
DSSS/PPM-Modulation
Breitbandige Direct-Sequence-Pulsphasenmodulationssignale (DSSS/PPM) sind ein Signaltyp, der eine Weiterentwicklung von Direct-Sequence-Spread-Spectrum-Signalen darstellt.
Die Idee der Pulsphasenmodulation für herkömmliche Breitbandsignale besteht darin, dass eine Erhöhung der Informationsgeschwindigkeit durch Ändern des Zeitintervalls zwischen Korrelationsspitzen aufeinanderfolgender Symbole erreicht wird. Die Modulation wurde von Rajeev Krishnamoorthy und Israel Bar-David in den Bell Labs in den Niederlanden erfunden.
Aktuelle Modulationsimplementierungen ermöglichen die Bestimmung von acht zeitlichen Positionen von Korrelationsimpulsen im Symbolintervall (innerhalb des PN-Sequenzintervalls). Wird diese Technologie unabhängig auf den I- und Q-Kanälen in DQPSK angewendet, so erhält man 64 (8x8) unterschiedliche Informationszustände. Durch die Kombination der Phasenmodulation mit der DQPSK-Modulation, die zwei unterschiedliche Zustände im I-Kanal und zwei unterschiedliche Zustände im Q-Kanal bereitstellt, werden 256 (64x2x2) Zustände erhalten, was 8 Informationsbits pro Symbol entspricht.
DSSS/QAM-Modulation
Breitbandsignale mit direkter Quadratur-Amplitudenmodulation (DSSS/QAM) können als klassische breitbandige DQPSK-modulierte Signale betrachtet werden, bei denen Informationen auch durch eine Änderung der Amplitude übertragen werden. Durch die Anwendung von zweistufiger Amplitudenmodulation und DQPSK werden 4 verschiedene Zustände im I-Kanal und 4 verschiedene Zustände im Q-Kanal erhalten. Das modulierte Signal kann auch einer Pulsphasenmodulation unterzogen werden, wodurch die Informationsgeschwindigkeit erhöht wird.
Eine der Einschränkungen von DSSS/QAM besteht darin, dass Signale mit einer solchen Modulation sehr empfindlich auf Mehrwegeausbreitung reagieren. Aufgrund der Verwendung sowohl der Phasen- als auch der Amplitudenmodulation wird außerdem das Eb/N0-Verhältnis erhöht, um den gleichen BER-Wert wie für MBOK zu erhalten.
Um die Verzerrungsempfindlichkeit zu verringern, können Sie einen Equalizer verwenden. Seine Verwendung ist jedoch aus zwei Gründen unerwünscht.
Erstens ist es notwendig, die Folge von Symbolen zu erhöhen, die den Equalizer anpasst, was wiederum die Länge der Präambel erhöht. Zweitens erhöht das Hinzufügen eines Equalizers die Kosten des Gesamtsystems.
In Systemen mit Frequency Hopping kann auch eine zusätzliche Quadraturmodulation eingesetzt werden. So hat WaveAccess mit der Marke Jaguar ein Modem herausgebracht, das Frequency Hopping-Technologie, QPSK-Modulation in Verbindung mit 16QAM nutzt. Im Gegensatz zur allgemein akzeptierten FSK-Frequenzmodulation ist hier eine reale Datenübertragungsrate von 2,2 Mbit/s möglich. Die WaveAccess-Ingenieure halten den Einsatz der DSSS-Technologie mit höheren Geschwindigkeiten (bis zu 10 Mbit/s) aufgrund der kurzen Übertragungsreichweite (nicht mehr als 100 m) für unpraktisch.
OCDM-Modulation
Breitbandsignale, die durch Multiplexen mehrerer OCDM-Signale (Orthogonal Code Division Multiplex) erzeugt werden, nutzen mehrere Breitbandkanäle gleichzeitig auf derselben Frequenz.
Die Trennung der Kanäle erfolgt durch orthogonale PN-Codes. Sharp hat ein 10-Megabit-Modem angekündigt, das auf dieser Technologie basiert. Tatsächlich werden 16 Kanäle mit 16-Chip-Orthogonalcodes gleichzeitig übertragen. BPSK wird in jedem Kanal angewendet, dann werden die Kanäle mit einer analogen Methode summiert.
Data Mux – Eingangsdaten-Multiplexer
BPSK – Blockphasenmodulation
Spread – Direktsequenz-Spread-Spektrum-Block
Summe – Ausgabeaddierer
OFDM-Modulation
Breitbandsignale, die durch Multiplexen mehrerer Breitbandsignale mit orthogonalem Frequenzmultiplex (OFDM) gewonnen werden, stellen die gleichzeitige Übertragung phasenmodulierter Signale auf verschiedenen Trägerfrequenzen dar. Die Modulation ist in MIL-STD 188C beschrieben. Einer seiner Vorteile ist die hohe Widerstandsfähigkeit gegen Lücken im Spektrum, die durch Mehrwegedämpfung entstehen. Durch die Schmalbanddämpfung können ein oder mehrere Träger ausgeschlossen werden. Durch die Verteilung der Symbolenergie auf mehrere Frequenzen wird eine zuverlässige Verbindung gewährleistet.
Dies übertrifft die spektrale Effizienz eines ähnlichen QPSK-Systems um das 2,5-fache. Es gibt vorgefertigte Mikroschaltungen, die die OFDM-Modulation implementieren. Insbesondere produziert Motorola den OFDM-Demodulator MC92308 und den „Front-End“-OFDM-Chip MC92309. Das Diagramm eines typischen OFDM-Modulators ist in Abb. dargestellt. 6.
Daten-Mux – Eingangsdaten-Multiplexer
Kanal – Frequenzkanal
BPSK – Blockphasenmodulation
Summe - Frequenzkanaladdierer
Abschluss
Die Vergleichstabelle zeigt die Bewertungen jeder Modulationsart nach verschiedenen Kriterien und die endgültige Bewertung. Eine niedrigere Punktzahl entspricht einer besseren Punktzahl. Die Quadraturamplitudenmodulation dient nur zum Vergleich.
Bei der Überprüfung wurden verschiedene Modulationsarten verworfen, die für verschiedene Indikatoren inakzeptable Bewertungswerte aufwiesen. Beispielsweise breitbandige Signale mit 16-Positionen-Phasenmodulation (PSK) – aufgrund schlechter Störfestigkeit, sehr breitbandige Signale – aufgrund von Beschränkungen der Länge des Frequenzbereichs und der Notwendigkeit, mindestens drei Kanäle für den gemeinsamen Betrieb zu haben Funknetze in der Nähe.
Unter den betrachteten Arten der Breitbandmodulation ist die M-ary biorthogonale Modulation – MBOK – die interessanteste.
Abschließend möchte ich auf die Modulation hinweisen, die in einer Reihe von Experimenten der Ingenieure von Harris Semiconductor nicht enthalten war. Die Rede ist von gefilterter QPSK-Modulation (Filtered Quadrature Phase Shift Keying – FQPSK). Diese Modulation wurde von Professor Kamilo Feher von der University of California entwickelt und gemeinsam mit Didcom, Inc. patentiert.
Um FQPSK zu erhalten, wird im Sender eine nichtlineare Filterung des Signalspektrums mit anschließender Wiederherstellung im Empfänger verwendet. Dadurch nimmt das FQPSK-Spektrum bei sonst gleichen Parametern etwa die Hälfte der Fläche im Vergleich zum QPSK-Spektrum ein. Darüber hinaus ist die PER (Paketfehlerrate) von FQPSK um 10-2-10-4 besser als die von GMSK. GSMK ist eine Gaußsche Frequenzmodulation, die insbesondere im digitalen Mobilfunkstandard GSM verwendet wird. Die neue Modulation wurde von Unternehmen wie EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications und der NASA ausreichend geschätzt und in ihren Produkten eingesetzt.
Welche Modulation im Breitbandbereich im 21. Jahrhundert zum Einsatz kommen wird, lässt sich nicht eindeutig sagen. Jedes Jahr wächst die Informationsmenge auf der Welt, daher werden immer mehr Informationen über Kommunikationskanäle übermittelt. Da das Frequenzspektrum eine einzigartige natürliche Ressource ist, werden die Anforderungen an das vom Übertragungssystem genutzte Spektrum kontinuierlich steigen. Daher ist die Wahl des effektivsten Modulationsverfahrens beim Breitbandausbau nach wie vor eines der wichtigsten Themen.