Koje su prednosti qpsk-a. Kvadraturna modulacija sa OQPSK pomakom (Offset QPSK). Blok dijagram QPSK modulatora

gdje su A i φ 0 konstante, ω je noseća frekvencija.

Informacija je kodirana fazom φ(t). Pošto tokom koherentne demodulacije prijemnik ima rekonstruisani nosilac s C (t) = Acos(ωt +φ 0), onda se poređenjem signala (2) sa nosiocem izračunava trenutni fazni pomak φ(t). Fazna promjena φ(t) je jedan-prema jedan vezana za informacijski signal c(t).

Binarna fazna modulacija (BPSK – BinaryPhaseShiftKeying)

Skup vrijednosti informacijskog signala (0,1) je jedinstveno dodijeljen skupu promjena faze (0, π). Kada se vrijednost informacijskog signala promijeni, faza radio signala se mijenja za 180º. Dakle, BPSK signal se može zapisati kao

dakle, s(t)=A⋅2(c(t)-1/2)cos(ωt + φ 0). Dakle, za implementaciju BPSK modulacije, dovoljno je pomnožiti signal nosioca sa informacijskim signalom, koji ima mnogo vrijednosti (-1,1). Na izlazu modulatora osnovnog pojasa signali

I(t)= A⋅2(c(t)-1/2), Q(t)=0

Vremenski oblik signala i njegova konstelacija prikazani su na slici 3.

Rice. 12. Vremenski oblik i signalna konstelacija BPSK signala: a – digitalna poruka; b – modulirajući signal; c – modulisana VF oscilacija; G– signalna konstelacija

Kvadraturna fazna modulacija (QPSK – QuadraturePhaseShiftKeying)

Kvadraturna fazna modulacija je četverostepena fazna modulacija (M=4), u kojoj faza visokofrekventne oscilacije može poprimiti 4 različite vrijednosti u koracima od π/2.

Odnos između pomaka faze modulirane oscilacije iz skupa (±π / 4,±3π / 4) i skupa simbola digitalne poruke (00, 01, 10, 11) utvrđuje se u svakom konkretnom slučaju standardom za radio kanal i prikazan je signalnom konstelacijom sličnom slici 4. Strelice pokazuju moguće prijelaze iz jednog faznog stanja u drugo.

Rice. 13. QPSK modulaciona konstelacija

Iz slike se može vidjeti da je korespondencija između vrijednosti simbola i faze signala uspostavljena na način da se u susjednim tačkama signalne konstelacije vrijednosti odgovarajućih simbola razlikuju samo u jednom bit. Prilikom odašiljanja u bučnim uslovima, najverovatnija greška će biti određivanje faze susedne tačke sazvežđa. Sa ovim kodiranjem, iako je došlo do greške u određivanju značenja simbola, ovo će odgovarati grešci u jednom (a ne dva) bita informacije. Time se postiže smanjenje vjerovatnoće greške u bitu. Ova metoda kodiranja naziva se Grey kod.

Višepozicijska fazna modulacija (M-PSK)

M-PSK se formira, kao i druge višepozicijske modulacije, grupisanjem k = log 2 M bita u simbole i uvođenjem korespondencije jedan-na-jedan između skupa vrijednosti simbola i skupa vrijednosti pomaka faze moduliranog valnog oblika. Vrijednosti pomaka faze od skupa razlikuju se za isti iznos. Na primjer, slika 4 prikazuje signalnu konstelaciju za 8-PSK sa Grey kodiranjem.

Rice. 14. 8-PSK modulacijski signal konstelacije

Amplitudno-fazni tipovi modulacije (QAM)

Očigledno, da biste kodirali prenesene informacije, možete koristiti ne jedan parametar vala nosioca, već dva istovremeno.

Minimalni nivo greške simbola će se postići ako je rastojanje između susednih tačaka u signalnoj konstelaciji isto, tj. distribucija tačaka u sazvežđu biće ujednačena na ravni. Prema tome, signalna konstelacija treba da ima izgled rešetke. Modulacija sa ovom vrstom signalne konstelacije naziva se kvadraturna amplitudna modulacija (QAM - Quadrature Amplitude Modulation).

QAM je višepozicijska modulacija. Kada je M=4 odgovara QPSK, stoga se formalno smatra za QAM M ≥ 8 (pošto je broj bitova po simbolu k = log 2 M ,k∈N , tada M može uzeti samo vrijednosti stepena 2: 2, 4, 8, 16, itd.). Na primjer, slika 5 prikazuje 16-QAM signalnu konstelaciju sa Grey kodiranjem.

Rice. 15. 16 – QAM modulacijska konstelacija

Frekvencijski tipovi modulacije (FSK, MSK, M-FSK, GFSK, GMSK).

U slučaju frekvencijske modulacije, parametar vibracije nosioca - nosioca informacije - je frekvencija nosioca ω(t). Modulirani radio signal ima oblik:

s(t)= Akos(ω(t)t +φ 0)= Akos(ω c t +ω d c(t)t +φ 0)=
Acos(ω c t +φ 0) cos(ω d c(t)t) − Asin(ω c t+φ 0)sin(ω d c(t)t),

gdje je ω c konstantna centralna frekvencija signala, ω d je devijacija (promjena) frekvencije, c(t) je informacijski signal, φ 0 je početna faza.

Ako informacijski signal ima 2 moguće vrijednosti, dolazi do binarne frekvencijske modulacije (FSK - FrequencyShiftKeying). Informacijski signal u (4) je polarni, tj. uzima vrijednosti (-1,1), gdje -1 odgovara vrijednosti originalnog (nepolarnog) informacijskog signala 0, a 1 na jedan. Dakle, kod binarne frekvencijske modulacije, skup vrijednosti izvornog informacijskog signala (0,1) povezan je sa skupom vrijednosti frekvencije moduliranog radio signala (ω c −ω d,ω c + ω d). Tip FSK signala je prikazan na slici 1.11.

Rice. 16. FSK signal: a – informativna poruka; b- modulirajući signal; c – modulacija VF oscilacija

Iz (4) slijedi direktna implementacija FSK modulatora: signali I(t) i Q(t) imaju oblik: I (t) = Acos(ω d c(t)t), Q(t) = Asin( ω d c(t )t) . Budući da funkcije sin i cos imaju vrijednosti u intervalu [-1..1], signalna konstelacija FSK signala je krug polumjera A.

Kvadraturna fazna modulacija QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) je četverostepena fazna modulacija (M=4), u kojoj faza RF oscilacije može poprimiti četiri različite vrijednosti sa korakom jednakim

π/2. Svaki	vrednost faze	modulirani signal
sadrži dva bita informacija. Zbog				apsolutno
vrijednosti faze	nema veze, birajmo
± π 4, ± 3 π 4.	Prepiska		vrijednosti
modulirani signal ± π 4, ± 3 π 4			i prenosi

Dibitovi informacijskog niza 00, 01, 10, 11 su postavljeni Grayjevim kodom (vidi sliku 3.13) ili nekim drugim algoritmom. Očigledno je da se vrijednosti modulirajućeg signala kod QPSK modulacije mijenjaju upola češće nego kod BPSK modulacije (pri istoj brzini prijenosa informacija).

Kompleksni omotač g(t) sa QPSK modulacijom

je pseudo-slučajni polarni signal baznog pojasa, čije kvadraturne komponente, prema

(3.41), uzeti numeričke vrijednosti ± 1 2 . Gde

Trajanje svakog simbola kompleksnog omotača je dvostruko duže od simbola u originalnom digitalnom modulirajućem signalu. Kao što je poznato, spektralna gustina snage signala na više nivoa poklapa se sa spektralnom gustinom snage binarnog signala na

M = 4 i prema tome T s = 2T b . Shodno tome, spektralna gustina snage QPSK signala (za

pozitivne frekvencije) na osnovu jednačine (3.28) određuje se izrazom:

P(f) = K × (	grijeh 2
	p×(f - f		)×2×T

Iz jednačine (3.51) slijedi da je udaljenost između prvih nula u spektralnoj gustini snage QPSK signala jednaka D f = 1 T b, što je dva puta manje od

za BPSK modulaciju. Drugim riječima, spektralna efikasnost kvadraturne QPSK modulacije je dvostruko veća od one binarne fazne modulacije BPSK.

						cos(ωc t )
	Formativno
w(t)	Shaper
	kvadratura			Guja
	komponenta
		ja(t)				sin(ωc t )
	Formativno

Sl.3.15. Kvadraturni modulator QPSK signala

Funkcionalni dijagram kvadraturnog QPSK modulatora prikazan je na slici 3.15. Pretvarač kodova prima digitalni signal brzinom R. Pretvarač koda generiše kvadraturne komponente kompleksa

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

kovertu u skladu sa tabelom 3.2 brzinom dva puta manjom od originalne. Filteri za oblikovanje obezbjeđuju datu frekvenciju moduliranog (i prema tome moduliranog) signala. Kvadraturne komponente noseće frekvencije se dovode do RF množitelja iz kola sintisajzera frekvencije. Na izlazu sabirača je rezultirajući QPSK modulirani signal s (t) in

u skladu sa (3.40).

Tabela 3.2

Generisanje QPSK signala

cos[θk ]

sin[θk ]

komponenta

I-komponenta

QPSK signal, kao i BPSK signal, ne sadrži noseću frekvenciju u svom spektru i može se primiti samo pomoću koherentnog detektora, koji je zrcalna slika modulatorskog kola i

s(t)
		cos(ωc t )
					oporavak
					digitalni
		sin(ωc t )

ja(t)

Sl.3.16. Kvadraturni demodulator QPSK signala

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

prikazano na slici 3.16.

3.3.4. Diferencijalna binarna fazna modulacija DBPSK

Osnovno odsustvo noseće frekvencije u spektru moduliranog signala u nekim slučajevima dovodi do neopravdane komplikacije demodulatora u prijemniku. QPSK i BPSK signale može primiti samo koherentni detektor, za čiju implementaciju je potrebno ili prenijeti referentnu frekvenciju zajedno sa signalom, ili implementirati posebno kolo za oporavak nosioca u prijemniku. Značajno pojednostavljenje detektorskog kola se postiže kada se fazna modulacija implementira u diferencijalnom obliku DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).

Ideja diferencijalnog kodiranja nije prenijeti apsolutnu vrijednost simbola informacije, već njegovu promjenu (ili nepromjenu) u odnosu na prethodnu vrijednost. Drugim riječima, svaki sljedeći preneseni znak sadrži informacije o prethodnom znaku. Dakle, da bi se izdvojila originalna informacija tokom demodulacije, moguće je koristiti ne apsolutnu, već relativnu vrijednost moduliranog parametra noseće frekvencije kao referentni signal. Algoritam diferencijalnog binarnog kodiranja opisan je sljedećom formulom:

dk =

m k Å d k −1

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

gdje je (m k) originalni binarni niz; (dk)-

rezultirajući binarni niz; Å je simbol za sabiranje po modulu 2.

Primjer diferencijalnog kodiranja prikazan je u tabeli 3.3.

								Tabela 3.3
Diferencijalno kodiranje binarnog
		digitalni signal
(d k
(d k

Hardversko diferencijalno kodiranje je implementirano u obliku kola kašnjenja signala za vremenski interval koji je jednak trajanju jednog simbola u binarnoj informacijskoj sekvenci i sklopa sabiranja po modulu 2 (slika 3.17).

		Logički sklop
		dk =
			m k Å d k −1

Linija kašnjenja

Slika 3.17. Diferencijalni DBPSK enkoder signala

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

Diferencijalni nekoherentni detektor DBPSK signala na međufrekvenciji prikazan je na slici 3.18.

Detektor odlaže primljeni impuls za interval od jednog simbola, a zatim množi primljene i odgođene simbole:

s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .

Nakon filtriranja pomoću niskopropusnog filtera ili usklađenog

Očigledno je da se ni vremenski oblik kompleksnog omotača niti spektralni sastav diferencijalnog DBPSK signala neće razlikovati od uobičajenog BPSK signala.

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

3.3.5. Diferencijalna kvadraturna fazna modulacija π/4 DQPSK

π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) modulacija je oblik diferencijalne fazne modulacije posebno dizajniran za četiri nivoa QPSK signala. Ovaj tip modulacionog signala može se demodulirati nekoherentnim detektorom, kao što je tipično za DBPSK modulacijske signale.

Razlika između diferencijalnog kodiranja u π/4 DQPSK modulaciji i diferencijalnog kodiranja u DBPSK modulaciji je u tome što se relativna promjena ne prenosi u modulirajućem digitalnom simbolu, već u moduliranom parametru, u ovom slučaju fazi. Algoritam za generisanje modulisanog signala objašnjen je u tabeli 3.4.

Tabela 3.4

Algoritam generiranja signala π/4 DQPSK

Informacije
ny dibit
Povećanje	ϕ = π 4	ϕ = 3 π 4	ϕ = −3 π 4		ϕ = − π 4
fazni ugao
Q-komponenta		Q = sin (θk ) = sin (θk − 1 +
I-komponenta		I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 +

Svaki dibit originalne informacijske sekvence povezan je s faznim povećanjem frekvencije nosioca. Prirast faznog ugla je višekratnik π/4. Prema tome, apsolutni fazni ugao θ k može poprimiti osam različitih vrijednosti u inkrementima

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

π/4, a svaka kvadraturna komponenta kompleksne ovojnice je jedna od pet mogućih vrijednosti:

0, ±1 2, ±1. Prijelaz iz jedne faze noseće frekvencije u drugu može se opisati pomoću dijagrama stanja na slici 3.13 za M = 8 naizmjeničnim odabirom apsolutne vrijednosti faze noseće frekvencije sa četiri pozicije

Blok dijagram π/4 DQPSK modulatora prikazan je na slici 3.19. Originalni binarni digitalni modulirajući signal ulazi u kodno-fazni pretvarač. U pretvaraču se nakon kašnjenja signala za jedan simbolni interval određuju trenutna dibit vrijednost i odgovarajući fazni prirast φ k noseće frekvencije. Ovo

fazni inkrement se dovodi u kalkulatore kvadraturnih I Q komponenti kompleksnog omotača (tabela 3.3). Izlaz

I Q kalkulator je petostepeni

	digitalni signal sa trajanjem impulsa dva puta
			Q = cos(θk –1 + Δφ)			Filter za oblikovanje
									cos(ωc t )
			Δφk
tjedan (t)
			Converter
			Δφk
									sin(ωc t )
			I = sin(θk –1 + Δφ)			Filter za oblikovanje
			Sl.3.19. Funkcionalni dijagram π/4 DQPSK modulatora

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

prekoračenje trajanja impulsa originalnog binarnog digitalnog signala. Zatim prolaze kvadrature I (t), Q (t) komponente kompleksnog omotača

filter za oblikovanje i napajaju se visokofrekventnim multiplikatorima kako bi formirali kvadraturne komponente visokofrekventnog signala. Na izlazu visokofrekventnog sabirača nalazi se potpuno formiran

π/4 DQPSK signal.

π/4 DQPSK demodulator signala (slika 3.20) je dizajniran da detektuje kvadraturne komponente modulirajućeg signala i ima strukturu sličnu strukturi demodulatora DBPSK signala. Ulazni RF signal r (t) = cos(ω c t + θ k) na međufrekvenciji

rI(t)

r(t)

Kašnjenje τ = T s

w(t) uređaj za odlučivanje

Fazni pomak Δφ = π/2

rQ(t)

Sl.3.20. Demodulator π/4 DQPSK signal na međufrekvenciji

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

ide na ulaz kola odgode i RF množitelja. Signal na izlazu svakog množitelja (nakon uklanjanja visokofrekventnih komponenti) ima oblik:

	r I (t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + q k −1) = cos(Df k);
	r Q (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + q k −1) = sin(Df k).

Solver analizira signale osnovnog pojasa na izlazu svakog niskopropusnog filtera. Određuje se predznak i veličina prirasta faznog ugla, a samim tim i vrijednost primljenog dibita. Hardverska implementacija demodulatora na međufrekvenciji (vidi sliku 3.20) nije lak zadatak zbog visokih zahtjeva za tačnost i stabilnost visokofrekventnog kola kašnjenja. Češća verzija kola demodulatora signala π/4 DQPSK sa direktnim prijenosom moduliranog signala u opseg osnovnog pojasa, kao što je prikazano na slici 3.21.

r(t)						r11(t)				rQ(t)
					τ = T s
	cos(ωc t + γ)		r1(t)			r12(t)					rI(t)
						r21(t)

sin(ωc t + γ)
	r2(t)
	r22(t)
	τ = T s

Sl.3.21. Demodulator π/4 QPSK signal u opsegu osnovnog pojasa

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

Direktan prijenos moduliranog signala u opseg osnovnog pojasa omogućava vam da ga u potpunosti implementirate

prijenos moduliranog spektra oscilacija u opseg osnovnog pojasa. Referentni signali, koji se takođe dovode na ulaze RF množitelja, nisu fazno zaključani sa nosećom frekvencijom modulisanih oscilacija. Kao rezultat toga, signali osnovnog pojasa na izlazu niskopropusnih filtara imaju proizvoljan fazni pomak, za koji se pretpostavlja da je konstantan tokom intervala simbola:

		(t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + g) = cos(q k - g);
	r 2 (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + g) = sin(q k - g),

gdje je γ fazni pomak između primljenog i referentnog signala.

Demodulirani signali osnovnog pojasa se dovode u dva kola kašnjenja i četiri množitelja osnovnog pojasa, na čijim se izlazima javljaju sljedeći signali:

r 11 (t) = cos(q k - g) × cos(q k −1 - g);
r 22 (t) = sin(q k - g) × sin(q k −1 - g);
r 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g);

r 21 (t) = sin(q k - g) × cos(q k −1 - g).

Kao rezultat zbrajanja izlaznih signala množitelja, eliminiše se proizvoljan fazni pomak γ, ostavljajući samo informaciju o prirastu faznog ugla noseće frekvencije Δφ:

Dj k);

r I (t) = r 12 (t) + r 21 (t) =

R 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g) + r 21 (t) =

Sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).

Implementacija kola kašnjenja u opsegu osnovnog pojasa i

naknadna digitalna obrada demoduliranog signala značajno povećava stabilnost kola i pouzdanost prijema informacija.

3.3.6. Kvadraturna modulacija faznog pomaka

OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) je poseban slučaj QPSK. Envelope frekvencije nosioca QPSK signala je teoretski konstantan. Međutim, kada je frekvencijski pojas modulirajućeg signala ograničen, gubi se svojstvo konstantnosti amplitude fazno moduliranog signala. Kada se prenose signali sa BPSK ili QPSK modulacijom, promena faze u intervalu simbola može biti π ili p 2 . Intuitivno

jasno je da što je veći trenutni skok u fazi nosioca, to je veći prateći AM koji se javlja kada je spektar signala ograničen. Zapravo, što je veća veličina trenutne promjene amplitude signala kada se njegova faza promijeni, to je veća veličina harmonika spektra koji odgovaraju ovom vremenskom skoku. Drugim riječima, kada je spektar signala ograničen

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

veličina rezultirajućeg internog AM će biti proporcionalna veličini trenutnog faznog skoka u frekvenciji nosioca.

U QPSK signalu, možete ograničiti maksimalni skok faze nosioca ako koristite vremenski pomak od T b između Q i I kanala, tj. enter element

kašnjenja vrijednosti T b u kanal Q ili I. Upotreba

vremenski pomak dovest će do činjenice da će se potpuna neophodna promjena faze dogoditi u dvije faze: prvo se mijenja (ili se ne mijenja) stanje jednog kanala, zatim drugog. Slika 3.22 prikazuje redoslijed modulirajućih impulsa Q (t) i I (t) in

kvadraturni kanali za konvencionalnu QPSK modulaciju.

Q(t)

ja(t)

I(t– Tb)

2Ts

Sl.3.22. Modulacija signala u I/Q kanalima sa QPSK

i OQPSK modulacija

Trajanje svakog impulsa je T s = 2 T b . Promjena faze nosioca prilikom promjene bilo kojeg simbola u I ili Q

PDF kreiran uz probnu verziju FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

5. PREGLED VRSTA MODULACIJE

Transformacija harmonijske oscilacije nosioca (jedan ili više njegovih parametara) u skladu sa zakonom promjene u sekvenci prenesene informacije naziva se modulacija. Prilikom prenosa digitalnih signala u analognom obliku, oni rade sa konceptom manipulacije.

Metoda modulacije igra glavnu ulogu u postizanju maksimalno moguće brzine prijenosa informacija za datu vjerovatnoću pogrešnog prijema. Maksimalne mogućnosti prenosnog sistema mogu se proceniti korišćenjem poznate Šenonove formule, koja određuje zavisnost kapaciteta C kontinuiranog kanala sa belim Gausovim šumom od korišćenog frekventnog opsega F i odnosa snaga signala i šuma Pc/ Psh.

gdje je PC prosječna snaga signala;

PSh je prosječna snaga šuma u frekvencijskom opsegu.

Širina pojasa je definirana kao gornja granica stvarne brzine prijenosa informacija V. Gornji izraz nam omogućava da pronađemo maksimalnu vrijednost brzine prijenosa koja se može postići u Gaussovom kanalu sa datim vrijednostima: širinom frekvencijskog opsega u kojem se odvija se prenos (DF) i odnos signal-šum (PC/RSh).

Verovatnoća pogrešnog prijema bita u određenom sistemu prenosa određena je odnosom PC/RŠ. Iz Shanonove formule slijedi da povećanje specifične brzine prijenosa V/DF zahtijeva povećanje troškova energije (PC) po bitu. Ovisnost specifične brzine prijenosa o odnosu signal-šum prikazana je na Sl. 5.1.

Slika 5.1 – Zavisnost specifične brzine prenosa o odnosu signal/šum

Svaki prenosni sistem može se opisati tačkom koja leži ispod krive prikazane na slici (regija B). Ova kriva se često naziva granična ili Šenonova granica. Za bilo koju tačku u području B moguće je kreirati komunikacioni sistem čija vjerovatnoća pogrešnog prijema može biti onoliko mala koliko je potrebno.

Savremeni sistemi za prenos podataka zahtevaju da verovatnoća neotkrivene greške ne bude veća od 10-4...10-7.

U modernoj digitalnoj komunikacijskoj tehnologiji najčešće su frekvencijska modulacija (FSK), relativna fazna modulacija (DPSK), kvadraturna fazna modulacija (QPSK), ofset fazna modulacija (offset), koja se naziva O-QPSK ili SQPSK, kvadraturna amplituda modulacija ( QAM) .

Kod frekvencijske modulacije, vrijednosti "0" i "1" informacijskog niza odgovaraju određenim frekvencijama analognog signala s konstantnom amplitudom. Frekvencijska modulacija je vrlo otporna na šum, ali frekvencijska modulacija gubi širinu propusnog opsega komunikacionog kanala. Stoga se ova vrsta modulacije koristi u protokolima male brzine koji omogućavaju komunikaciju preko kanala s niskim omjerom signal-šum.

Kod relativne fazne modulacije, ovisno o vrijednosti informacijskog elementa, mijenja se samo faza signala, dok amplituda i frekvencija ostaju nepromijenjene. Štaviše, svaki informacijski bit nije povezan s apsolutnom vrijednošću faze, već s njenom promjenom u odnosu na prethodnu vrijednost.

Češće se koristi četverofazni DPSK, ili dvostruki DPSK, zasnovan na prijenosu četiri signala, od kojih svaki nosi informaciju o dva bita (dibit) originalne binarne sekvence. Obično se koriste dva skupa faza: ovisno o vrijednosti dibita (00, 01, 10 ili 11), faza signala se može promijeniti na 0°, 90°, 180°, 270° ili 45°, 135°, 225 °, 315° respektivno. U ovom slučaju, ako je broj kodiranih bitova veći od tri (8 pozicija rotacije faze), otpornost DPSK na buku je naglo smanjena. Iz tog razloga, DPSK se ne koristi za prijenos podataka velikom brzinom.

Modemi sa 4-pozicijom ili kvadraturnom faznom modulacijom se koriste u sistemima u kojima je teorijska spektralna efikasnost BPSK uređaja za prenos (1 bit/(s·Hz)) nedovoljna za raspoloživi propusni opseg. Različite tehnike demodulacije koje se koriste u BPSK sistemima se takođe koriste u QPSK sistemima. Pored direktnog proširenja metoda binarne modulacije na slučaj QPSK, koristi se i 4-pozicijska modulacija sa pomakom (offsetom). Neke varijante QPSK i BPSK date su u tabeli. 5.1.

S kvadraturnom amplitudnom modulacijom mijenjaju se i faza i amplituda signala, što vam omogućava da povećate broj kodiranih bitova i istovremeno značajno poboljšate otpornost na buku. Trenutno se koriste modulacijske metode u kojima broj bitova informacija kodiranih u jednom baud intervalu može doseći 8...9, a broj pozicija signala u signalnom prostoru može doseći 256...512.

Tabela 5.1 – Tipovi QPSK i BPSK

Binarni PSK	PSK sa četiri pozicije	Kratki opis
BPSK	QPSK	Konvencionalni koherentni BPSK i QPSK
DEBPSK	DEQPSK	Konvencionalni koherentni BPSK i QPSK sa relativnim kodiranjem i SVN
DBSK	DQPSK	QPSK sa autokorelacionom demodulacijom (bez EHV)
FBPSK		BPSK ili QPSK Sa patentiranim Feer procesorom pogodnim za nelinearne sisteme pojačanja QPSK sa pomakom (offset) QPSK sa pomakom i relativnim kodiranjem QPSK sa pomakom i Feerovim patentiranim procesorima QPSK sa relativnim kodiranjem i faznim pomakom za p/4

Kvadraturno predstavljanje signala je zgodno i prilično univerzalno sredstvo za njihovo opisivanje. Kvadraturni prikaz je da izrazi vibraciju kao linearnu kombinaciju dvije ortogonalne komponente - sinusa i kosinusa:

S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)

gdje su x(t) i y(t) bipolarne diskretne veličine.

Takva diskretna modulacija (manipulacija) se vrši preko dva kanala na nosačima pomaknutim za 90° jedan u odnosu na drugi, tj. nalazi se u kvadraturi (otuda naziv metode predstavljanja i generisanja signala).

Objasnimo rad kvadraturnog kola (slika 5.2) na primjeru generiranja QPSK signala.

Slika 5.2 – Krug kvadraturnog modulatora

Originalni niz binarnih simbola trajanja T je podijeljen, koristeći pomakni registar, na neparne Y impulse, koji se dovode u kvadraturni kanal (coswt), i parne X impulse, koji se dovode u infazni kanal (sinwt). Obje sekvence impulsa stižu na ulaze odgovarajućih manipulativnih oblikovača impulsa, na čijim se izlazima formiraju sekvence bipolarnih impulsa x(t) i y(t).

Impulsi za manipulaciju imaju amplitudu i trajanje od 2T. Impulsi x(t) i y(t) stižu na ulaze kanalskih multiplikatora, na čijim se izlazima formiraju dvofazne fazno modulirane oscilacije. Nakon sumiranja, formiraju QPSK signal.

Gornji izraz za opisivanje signala karakteriše međusobna nezavisnost višestepenih manipulacionih impulsa x(t), y(t) u kanalima, tj. Nivo jedan u jednom kanalu može odgovarati nivou od jedan ili nula u drugom kanalu. Kao rezultat toga, izlazni signal kvadraturnog kruga mijenja se ne samo u fazi, već i po amplitudi. Budući da se manipulacija amplitudom vrši u svakom kanalu, ova vrsta modulacije se naziva amplitudnom kvadraturnom modulacijom.

Koristeći geometrijsku interpretaciju, svaki QAM signal se može predstaviti kao vektor u prostoru signala.

Označavanjem samo krajeva vektora, za QAM signale dobijamo sliku u obliku signalne tačke, čije su koordinate određene vrijednostima x(t) i y(t). Skup signalnih tačaka čini takozvanu signalnu konstelaciju.

Na sl. 5.3 prikazuje blok dijagram modulatora, a sl. 5.4 – signalna konstelacija za slučaj kada x(t) i y(t) poprimaju vrijednosti ±1, ±3 (QAM-4).

Slika 5.4 – QAM-4 signalni dijagram

Vrijednosti ±1, ±3 određuju nivoe modulacije i relativne su prirode. Konstelacija sadrži 16 signalnih tačaka, od kojih svaka odgovara četiri prenesena bita informacija.

Kombinacija nivoa ±1, ±3, ±5 može formirati konstelaciju od 36 signalnih tačaka. Međutim, od toga, ITU-T protokoli koriste samo 16 tačaka ravnomjerno raspoređenih u prostoru signala.

Postoji nekoliko načina za praktičnu implementaciju QAM-4, od kojih je najčešći takozvana metoda superpozicijske modulacije (SPM). Šema koja implementira ovu metodu koristi dva identična QPSK-a (slika 5.5).

Koristeći istu tehniku ​​za dobijanje QAM-a, možete dobiti dijagram za praktičnu implementaciju QAM-32 (slika 5.6).

Slika 5.5 – Kolo modulatora QAM-16

Slika 5.6 – Kolo modulatora QAM-32

Dobijanje QAM-64, QAM-128 i QAM-256 odvija se na isti način. Šeme za dobijanje ovih modulacija nisu date zbog njihove glomazne prirode.

Iz teorije komunikacija je poznato da je sa jednakim brojem tačaka u signalnoj konstelaciji otpornost na buku QAM i QPSK sistema različita. Sa velikim brojem signalnih tačaka, QAM spektar je identičan spektru QPSK signala. Međutim, QAM signali imaju bolje performanse od QPSK sistema. Glavni razlog za to je taj što je udaljenost između signalnih tačaka u QPSK sistemu manja od udaljenosti između signalnih tačaka u QAM sistemu.

Na sl. Slika 5.7 prikazuje signalne konstelacije sistema QAM-16 i QPSK-16 sa istom jačinom signala. Udaljenost d između susjednih tačaka signalne konstelacije u QAM sistemu sa L nivoima modulacije određena je izrazom:

(5.3)

Isto tako za QPSK:

(5.4)

gdje je M broj faza.

Iz gornjih izraza proizilazi da su s povećanjem vrijednosti M i istim nivoom snage QAM sistemi poželjniji od QPSK sistema. Na primjer, sa M=16 (L = 4) dQAM = 0,47 i dQPSK = 0,396, a sa M=32 (L = 6) dQAM = 0,28, dQPSK = 0,174.

Dakle, možemo reći da je QAM mnogo efikasniji u odnosu na QPSK, što omogućava korištenje više modulacije na više nivoa sa istim odnosom signal-šum. Stoga možemo zaključiti da će QAM karakteristike biti najbliže Šenonovoj granici (Sl. 5.8) gdje je: 1 – Šenonova granica, 2 – QAM, 3 – M-pozicija ARC, 4 – M-pozicija PSK.

Slika 5.8 - Zavisnost spektralne efikasnosti različitih modulacija od C/N

Općenito, QAM sistemi sa M-pozicijom linearnog pojačanja kao što su 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM imaju spektralnu efikasnost veću od QPSK linearnog pojačanja, koja ima teoretsku granicu efikasnosti od 2 bita/(s∙Hz).

Jedna od karakterističnih karakteristika QAM-a su niske vrijednosti snage izvan opsega (slika 5.9).

Slika 5.9 – Energetski spektar QAM-64

Upotreba višepozicijskog QAM-a u njegovom čistom obliku povezana je s problemom nedovoljne otpornosti na buku. Stoga se u svim modernim protokolima velike brzine QAM koristi zajedno sa kodiranjem rešetke (TCM). TCM signalna konstelacija sadrži više signalnih tačaka (pozicija signala) nego što je potrebno za modulaciju bez kodiranja rešetke. Na primjer, 16-bitni QAM se pretvara u 32-QAM konstelaciju kodiranu rešetkom. Dodatne konstelacijske točke pružaju redundantnost signala i mogu se koristiti za otkrivanje i ispravljanje grešaka. Konvoluciono kodiranje u kombinaciji sa TCM uvodi zavisnost između uzastopnih signalnih tačaka. Rezultat je bila nova tehnika modulacije nazvana Trellis modulacija. Kombinacija specifičnog QAM koda otpornog na buku odabranog na određeni način naziva se struktura signalnog koda (SCC). SCM-ovi omogućavaju povećanje otpornosti na buku prijenosa informacija uz smanjenje zahtjeva za omjerom signal-šum u kanalu za 3 - 6 dB. Tokom procesa demodulacije, primljeni signal se dekodira pomoću Viterbijevog algoritma. Upravo ovaj algoritam, korištenjem uvedene redundancije i poznavanjem historije procesa prijema, omogućava, korištenjem kriterija maksimalne vjerovatnoće, odabir najpouzdanije referentne točke iz prostora signala.

Upotreba QAM-256 omogućava prijenos 8 stanja signala, odnosno 8 bita, u 1 baudu. To vam omogućava značajno povećanje brzine prijenosa podataka. Dakle, sa širinom opsega prijenosa od Df = 45 kHz (kao u našem slučaju), 1 baud, odnosno 8 bita, može se prenijeti u vremenskom intervalu od 1/Df. Tada će maksimalna brzina prijenosa u ovom frekventnom opsegu biti

Kako se u ovom sistemu prenos odvija u dva frekventna opsega iste širine, maksimalna brzina prenosa ovog sistema biće 720 kbit/s.

Budući da preneseni tok bitova ne sadrži samo informacijske, već i servisne bitove, brzina informacija ovisit će o strukturi prenesenih okvira. Okviri koji se koriste u ovom sistemu za prenos podataka formirani su na osnovu Ethernet i V.42 protokola i imaju maksimalnu dužinu od K=1518 bita, od čega su KS=64 servisni bitova. Tada će brzina prijenosa informacija ovisiti o omjeru bitova informacija i bitova usluga

Ova brzina premašuje brzinu navedenu u tehničkim specifikacijama. Stoga možemo zaključiti da odabrana metoda modulacije zadovoljava zahtjeve postavljene u tehničkim specifikacijama.

Budući da se u ovom sistemu prenos vrši u dva frekventna opsega istovremeno, potrebna je organizacija dva modulatora koja rade paralelno. Ali treba uzeti u obzir da je moguće da sistem pređe sa glavnih frekvencijskih opsega na rezervne. Stoga je potrebna generiranje i kontrola sve četiri noseće frekvencije. Sintetizator frekvencije dizajniran za generiranje nosećih frekvencija sastoji se od generatora referentnog signala, razdjelnika i visokokvalitetnih filtera. Generator kvarcnog kvadratnog impulsa djeluje kao generator referentnog signala (slika 5.10).

Slika 5.10 - Generator sa kvarcnom stabilizacijom

U cilju procjene stanja informacione sigurnosti; - upravljanje pristupom učesnika sastanka prostorijama; - organizovanje praćenja ulaza u dodijeljenu prostoriju i okolnog okruženja tokom sastanka. 2. Glavni načini obezbjeđivanja zaštite akustičnih informacija tokom sastanka su: - ugradnja raznih generatora buke, nadzor prostorije...

Koristite kompjuterske tehnologije štampanja? 10. Opišite krivična djela predviđena Poglavljem 28 Krivičnog zakona Ruske Federacije „Zločini u oblasti kompjuterskih informacija“. ODJELJAK 2. BORBA PROTIV KRIMINALA U OBLASTI KOMPJUTERSKIH INFORMACIJA POGLAVLJE 5. KONTROLA NAD KRIMINALOM U OBLASTI VISOKIH TEHNOLOGIJA 5.1 Kontrola nad kompjuterskim kriminalom u Rusiji Mere kontrole nad...

LickSec > Radio komunikacija

Četvoropozicioni fazni pomak (QPSK)

Iz teorije komunikacije je poznato da binarna fazna modulacija BPSK ima najveću otpornost na buku. Međutim, u nekim slučajevima, smanjenjem otpornosti komunikacijskog kanala na buku, moguće je povećati njegovu propusnost. Osim toga, primjenom kodiranja otpornog na buku, područje pokriveno mobilnim komunikacijskim sistemom može se preciznije planirati.

Četvoropoziciona fazna modulacija koristi četiri noseće faze. U ovom slučaju, faza y(t) signala opisanog izrazom (25) treba da ima četiri vrijednosti: 0°, 90°, 180° i 270°. Međutim, češće se koriste druge vrijednosti faze: 45°, 135°, 225° i 315°. Ova vrsta reprezentacije kvadraturne fazne modulacije prikazana je na slici 1.

Ista slika prikazuje vrijednosti bitova koje prenosi svako fazno stanje nosioca. Svako stanje prenosi dva bita korisnih informacija odjednom. U ovom slučaju, sadržaj bitova se bira na takav način da prijelaz u susjedno stanje noseće faze zbog greške prijema dovodi do najviše jedne greške u bitu.

Tipično, kvadraturni modulator se koristi za generiranje QPSK modulacionog signala. Da biste implementirali kvadraturni modulator, trebat će vam dva množitelja i sabirač. Ulazi za množenje mogu biti opskrbljeni ulaznim tokovima bitova direktno u NRZ kodu. Blok dijagram takvog modulatora prikazan je na slici 2.

Pošto se kod ovog tipa modulacije dva bita ulaznog toka bitova prenose odjednom tokom jednog intervala simbola, brzina simbola ove vrste modulacije je 2 bita po simbolu. To znači da kada se implementira modulator, ulazni tok treba podijeliti na dvije komponente - komponentu u fazi I i kvadraturnu komponentu Q. Naredni blokovi treba da se sinhronizuju brzinom simbola.

Ovom implementacijom, spektar signala na izlazu modulatora je neograničen i njegov približni oblik je prikazan na slici 3.

Slika 3. Spektar QPSK signala moduliranog NRZ signalom.

Naravno, ovaj signal se može ograničiti u spektru pomoću propusnog filtera uključenog na izlazu modulatora, ali to se nikada ne radi. Nyquist filter je mnogo efikasniji. Blok dijagram kvadraturnog modulatora QPSK signala, izgrađenog pomoću Nyquistovog filtera, prikazan je na slici 4.

Slika 4. Blok dijagram QPSK modulatora koji koristi Nyquist filter

Nyquist filter se može implementirati samo pomoću digitalne tehnologije, tako da je u kolu prikazanom na slici 17, ispred kvadraturnog modulatora predviđen digitalno-analogni pretvarač (DAC). Posebnost rada Nyquist filtera je da u intervalima između referentnih točaka na njegovom ulazu ne bi trebalo biti signala, pa se na njegovom ulazu nalazi oblikovnik impulsa koji na svoj izlaz pušta signal samo u vrijeme referentnih tačaka. Ostatak vremena na njegovom izlazu je nulti signal.

Primjer oblika emitiranog digitalnog signala na izlazu Nyquist filtera prikazan je na slici 5.

Slika 5. Primjer vremenskog dijagrama Q signala za četveropoložajnu QPSK faznu modulaciju

Budući da se u odašiljačkom uređaju koristi Nyquist filter za sužavanje spektra radio signala, nema međusimbolske distorzije u signalu samo na signalnim tačkama. To se može jasno vidjeti iz oka dijagrama Q signala prikazanog na slici 6.

Osim sužavanja spektra signala, upotreba Nyquist filtera dovodi do promjene amplitude generiranog signala. U intervalima između referentnih tačaka signala, amplituda se može ili povećati u odnosu na nominalnu vrijednost ili smanjiti na skoro nulu.

Da bi se pratile promjene i amplitude QPSK signala i njegove faze, bolje je koristiti vektorski dijagram. Fazorski dijagram istog signala prikazanog na slikama 5 i 6 prikazan je na slici 7.

Slika 7 vektorski dijagram QPSK signala sa a = 0,6

Promjena amplitude QPSK signala vidljiva je i na oscilogramu QPSK signala na izlazu modulatora. Najkarakterističniji dio dijagrama vremena signala prikazanog na slikama 6 i 7 prikazan je na slici 8. Na ovoj slici jasno su vidljivi oba pada amplitude moduliranog nosioca signala i povećanje njegove vrijednosti u odnosu na nominalni nivo.

Slika 8. Vremenski dijagram QPSK signala sa a = 0,6

Signali na slikama 5 ... 8 prikazani su za slučaj upotrebe Nyquistovog filtera sa faktorom zaokruživanja a = 0,6. Kada se koristi Nyquist filter sa nižom vrijednošću ovog koeficijenta, utjecaj bočnih režnjeva impulsnog odziva Nyquistovog filtera imat će jači učinak i četiri signalna putanja jasno vidljiva na slikama 6 i 7 spojit će se u jednu kontinuiranu zonu. . Osim toga, skokovi amplitude signala će se povećati u odnosu na nominalnu vrijednost.

Slika 9 – spektrogram QPSK signala sa a = 0,6

Prisustvo amplitudske modulacije signala dovodi do činjenice da je u komunikacijskim sistemima koji koriste ovu vrstu modulacije potrebno koristiti visoko linearno pojačalo snage. Nažalost, ovakva pojačala snage imaju nisku efikasnost.

Frekvencijska modulacija sa minimalnim frekvencijskim razmakom MSK omogućava vam da smanjite frekvencijski opseg koji zauzima digitalni radio signal u eteru. Međutim, čak ni ova vrsta modulacije ne zadovoljava sve zahtjeve modernih mobilnih radio sistema. Tipično, MSK signal u radio predajniku se filtrira konvencionalnim filterom. Zato se pojavila druga vrsta modulacije sa još užim spektrom radio frekvencija u eteru.

Obećavajuće metode modulacije u širokopojasnim sistemima za prenos podataka

Danas stručnjaci za komunikacije više neće biti iznenađeni misterioznom frazom Spread Spectrum. Širokopojasni (a to je ono što se krije iza ovih reči) sistemi za prenos podataka razlikuju se jedni od drugih po načinu i brzini prenosa podataka, vrsti modulacije, dometu prenosa, uslužnim mogućnostima itd. Ovaj članak pokušava da klasifikuje širokopojasne sisteme na osnovu modulacija koja se koristi u njima.

Osnovne odredbe

Širokopojasni sistemi za prenos podataka (BDSTS) podležu jedinstvenom standardu IEEE 802.11 u pogledu protokola, au radio-frekvencijskom dijelu - jedinstvenim pravilima FCC (Federalne komisije za komunikacije SAD). Međutim, oni se međusobno razlikuju po načinu i brzini prijenosa podataka, vrsti modulacije, dometu prijenosa, uslužnim mogućnostima itd.

Sve ove karakteristike su važne pri odabiru širokopojasnog pribora (od strane potencijalnog kupca) i baze elemenata (od strane programera, proizvođača komunikacionih sistema). U ovom pregledu se pokušava klasifikovati širokopojasne mreže na osnovu najmanje obrađene karakteristike u tehničkoj literaturi, odnosno njihove modulacije.

Koristeći različite vrste dodatnih modulacija koje se koriste u kombinaciji s faznom (BPSK) i kvadraturnom faznom modulacijom (QPSK) za povećanje brzine informacija pri prijenosu širokopojasnih signala u rasponu od 2,4 GHz, mogu se postići brzine prijenosa informacija do 11 Mbit/s, uzimajući u obzir ograničenja koja nameće FCC za rad u ovom opsegu. Pošto se očekuje da će se širokopojasni signali prenositi bez dobijanja dozvole za spektar, karakteristike signala su ograničene da bi se smanjile međusobne smetnje.

Ovi tipovi modulacije su različiti oblici M-arne ortogonalne modulacije (MOK), pulsne fazne modulacije (PPM), kvadraturne amplitudne modulacije (QAM). Širokopojasni takođe uključuje signale primljene simultanim radom nekoliko paralelnih kanala razdvojenih frekvencijom (FDMA) i/ili vremenom (TDMA). Ovisno o specifičnim uvjetima, odabire se jedan ili drugi tip modulacije.

Odabir tipa modulacije

Glavni zadatak svakog komunikacionog sistema je da na najekonomičniji način prenese informacije od izvora poruke do potrošača. Stoga je odabran tip modulacije koji minimizira efekat smetnji i izobličenja, čime se postiže maksimalna brzina informacija i minimalna stopa grešaka. Razmatrani tipovi modulacije odabrani su prema nekoliko kriterijuma: otpornost na višeputno širenje; smetnje; broj dostupnih kanala; zahtjevi za linearnost pojačala snage; dostižan domet prenosa i složenost implementacije.

DSSS modulacija

Većina tipova modulacije predstavljenih u ovom pregledu zasniva se na širokopojasnim signalima direktnog niza (DSSS), klasičnim širokopojasnim signalima. U sistemima sa DSSS, proširenje spektra signala za nekoliko puta omogućava smanjenje spektralne gustine snage signala za isti iznos. Širenje spektra se obično postiže množenjem relativno uskopojasnog signala podataka sa širokopojasnim signalom za širenje. Šireći signal ili kod za širenje se često naziva kodom sličan šumu ili PN (pseudošumski) kod. Princip opisanog širenja spektra prikazan je na Sl. 1.

Period bita - period bita informacije
Čip period - period praćenja čipa
Signal podataka - podaci
PN-kod - kod sličan buci
Kodirani signal - širokopojasni signal
DSSS/MOK modulacija

Širokopojasni signali direktnog niza sa M-arnom ortogonalnom modulacijom (ili skraćeno MOK modulacijom) poznati su dugo vremena, ali ih je prilično teško implementirati na analogne komponente. Koristeći digitalna mikrokola, danas je moguće koristiti jedinstvena svojstva ove modulacije.

Varijacija MOK-a je M-arna biortogonalna modulacija (MBOK). Povećanje brzine informacija postiže se istovremenom upotrebom nekoliko ortogonalnih PN kodova uz održavanje iste stope ponavljanja čipa i oblika spektra. MBOK modulacija efikasno koristi energiju spektra, odnosno ima prilično visok omjer brzine prijenosa i energije signala. Otporan je na smetnje i višestruko širenje.

Od onog prikazanog na sl. 2 MBOK modulacijske šeme zajedno sa QPSK, može se vidjeti da je PN kod odabran od M-ortogonalnih vektora u skladu sa bajtom kontrolnih podataka. S obzirom da su I i Q kanali ortogonalni, mogu se MBOK pokretati istovremeno. U biortogonalnoj modulaciji koriste se i obrnuti vektori, što omogućava povećanje brzine informacija. Najrasprostranjeniji skup istinski ortogonalnih Walsh vektora sa vektorskom dimenzijom deljivom sa 2. Dakle, korišćenje sistema Walsh vektora sa vektorskom dimenzijom 8 i QPSK kao PN kodova, sa stopom ponavljanja od 11 megačipova u sekundi u potpunoj saglasnosti sa IEEE 802.11 standardom, moguće je prenijeti 8 bitova po simbolu kanala, što rezultira brzinom kanala od 1.375 megasimbola u sekundi i brzinom informacija od 11 Mbit/s.

Modulacija čini prilično jednostavnim organizovanje zajedničkog rada sa širokopojasnim sistemima koji rade na standardnim brzinama čipa i koriste samo QPSK. U ovom slučaju, zaglavlje okvira se prenosi 8 puta manjom brzinom (u svakom konkretnom slučaju), što omogućava sporijem sistemu da pravilno percipira ovo zaglavlje. Tada se povećava brzina prijenosa podataka.
1. Ulazni podaci
2. Scrambler
3. Multiplekser 1:8
4. Odaberite jednu od 8 Walshovih funkcija
5. Odaberite jednu od 8 Walshovih funkcija
6. I-kanalni izlaz
7. Q-kanalni izlaz

Teoretski, MBOK ima nešto nižu stopu greške (BER) u poređenju sa BPSK za isti odnos Eb/N0 (zbog svojstava kodiranja), što ga čini energetski najefikasnijom modulacijom. U BPSK-u svaki bit se obrađuje nezavisno od drugog, u MBOK-u se karakter prepoznaje. Ako je prepoznat pogrešno, to ne znači da su svi bitovi ovog simbola pogrešno primljeni. Dakle, vjerovatnoća primanja pogrešnog simbola nije jednaka vjerovatnoći prijema pogrešnog bita.

MBOK spektar moduliranih signala odgovara onom utvrđenom u standardu IEEE 802.11. Trenutno, Aironet Wireless Communications, Inc. nudi bežične mostove za Ethernet i Token Ring mreže koristeći DSSS/MBOK tehnologiju i prenos informacija putem zraka brzinom do 4 Mbit/s.

Otpor na više putanja zavisi od odnosa Eb/N0 i izobličenja faze signala. Numeričke simulacije prijenosa širokopojasnih MBOK signala koje su izvršili inženjeri Harris Semiconductor unutar zgrada potvrdile su da su takvi signali prilično robusni na ove faktore ometanja1. Vidi: Andren C. 11 MBps Modulation Techniques // Harris Semiconductor Newsletter. 05/05/98.

Na sl. Na slici 3 prikazani su grafikoni vjerovatnoće prijema pogrešnog okvira podataka (PER) kao funkcije udaljenosti pri snazi ​​zračenog signala od 15 dB/MW (za 5,5 Mbit/s - 20 dB/MW), dobijene kao rezultat numeričke simulacija, za različite brzine podataka.

Simulacija pokazuje da sa povećanjem Es/N0, potrebnog za pouzdano prepoznavanje simbola, PER značajno raste u uslovima jake refleksije signala. Da bi se ovo eliminisalo, može se koristiti koordinirani prijem sa više antena. Na sl. Slika 4 prikazuje rezultate za ovaj slučaj. Za optimalno usklađen prijem, PER će biti jednak kvadratu PER nekoordinisanog prijema. Kada se razmatra sl. 3 i 4, potrebno je zapamtiti da će sa PER=15% stvarni gubitak u brzini informacija biti 30% zbog potrebe za ponovnim prijenosom neuspjelih paketa.

Preduvjet za korištenje QPSK-a u kombinaciji s MBOK-om je koherentna obrada signala. U praksi, ovo se postiže primanjem preambule okvira i zaglavlja koristeći BPSK za postavljanje fazne povratne veze. Međutim, sve ovo, kao i upotreba serijskih korelatora za koherentnu obradu signala, povećava složenost demodulatora.

CCSK modulacija

Širokopojasni M-arni ortogonalni ciklički kodni niz (CCSK) signale je lakše demodulirati nego MBOK jer se koristi samo jedan PN kod. Ova vrsta modulacije nastaje zbog vremenskog pomaka u korelacijskom vrhuncu unutar simbola. Koristeći Barkerov kod dužine 11 i brzinu od 1 megasimbol u sekundi, moguće je pomjeriti vrh na jednu od osam pozicija. Preostale 3 pozicije ne dozvoljavaju njihovo korištenje za povećanje brzine informacija. Na ovaj način se po simbolu mogu prenijeti tri informacijska bita. Dodavanjem BPSK-a možete prenijeti još jedan informacioni bit po simbolu, odnosno ukupno 4. Kao rezultat, korištenjem QPSK-a dobijamo 8 bitova informacija po simbolu kanala.

Glavni problem kod PPM-a i CCSK-a je osjetljivost na višeputno širenje kada kašnjenje između refleksija signala premašuje trajanje PN koda. Stoga je ove vrste modulacija teško koristiti u zatvorenom prostoru sa takvim refleksijama. CCSK je prilično jednostavan za demoduliranje i zahtijeva samo neznatno povećanje složenosti u odnosu na tradicionalno kolo modulator/demodulator. CCSK šema je slična MBOK modulacijskoj šemi zajedno sa QPSK (vidi sliku 2), samo što umjesto bloka za izbor jedne od 8 Walshovih funkcija postoji blok pomaka riječi.

DSSS/PPM modulacija

Širokopojasni signali sa faznom modulacijom impulsa direktnog niza (DSSS/PPM) su tip signala koji je daljnji razvoj signala šireg spektra direktnog niza.

Ideja impulsne fazne modulacije za konvencionalne širokopojasne signale je da se povećanje brzine informacije postiže promjenom vremenskog intervala između korelacijskih vrhova uzastopnih simbola. Modulaciju su izmislili Rajeev Krishnamoorthy i Israel Bar-David u Bell Labs u Holandiji.

Trenutne implementacije modulacije omogućavaju određivanje osam vremenskih pozicija korelacionih impulsa u intervalu simbola (unutar intervala PN sekvence). Ako se ova tehnologija primjenjuje nezavisno na I- i Q-kanale u DQPSK, tada se dobijaju 64 (8x8) različita stanja informacija. Kombinovanjem fazne modulacije sa DQPSK modulacijom, koja obezbeđuje dva različita stanja u I kanalu i dva različita stanja u Q kanalu, dobija se 256 (64x2x2) stanja, što je ekvivalentno 8 bitova informacija po simbolu.

DSSS/QAM modulacija

Širokopojasni signali s kvadraturnom amplitudnom modulacijom direktnog niza (DSSS/QAM) mogu se smatrati klasičnim širokopojasnim DQPSK moduliranim signalima, u kojima se informacija također prenosi kroz promjenu amplitude. Primenom dvostepene amplitudske modulacije i DQPSK dobijaju se 4 različita stanja u I kanalu i 4 različita stanja u Q kanalu. Modulirani signal također može biti podvrgnut impulsnoj faznoj modulaciji, što će povećati brzinu informacija.

Jedno od ograničenja DSSS/QAM-a je da su signali sa takvom modulacijom prilično osjetljivi na višeputno širenje. Takođe, zbog upotrebe i fazne i amplitudne modulacije, odnos Eb/N0 se povećava da bi se dobila ista BER vrednost kao za MBOK.

Da biste smanjili osjetljivost na izobličenje, možete koristiti ekvilajzer. Ali njegova upotreba je nepoželjna iz dva razloga.

Prvo, potrebno je povećati slijed simbola koji podešava ekvilajzer, što zauzvrat povećava dužinu preambule. Drugo, dodavanje ekvilajzera će povećati cijenu sistema u cjelini.

Dodatna kvadraturna modulacija se takođe može koristiti u sistemima sa frekvencijskim skokom. Tako je WaveAccess izbacio modem sa brendom Jaguar, koji koristi Frequency Hopping tehnologiju, QPSK modulaciju u sprezi sa 16QAM. Za razliku od opšte prihvaćene FSK frekvencijske modulacije u ovom slučaju, ovo omogućava stvarnu brzinu prenosa podataka od 2,2 Mbit/s. WaveAccess inženjeri smatraju da je upotreba DSSS tehnologije sa većim brzinama (do 10 Mbit/s) nepraktična zbog kratkog dometa prijenosa (ne više od 100 m).

OCDM modulacija

Širokopojasni signali proizvedeni multipleksiranjem višestrukih Orthogonal Code Division Multiplex (OCDM) signala koriste više širokopojasnih kanala istovremeno na istoj frekvenciji.

Kanali su razdvojeni upotrebom ortogonalnih PN kodova. Sharp je najavio 10-megabitni modem napravljen korištenjem ove tehnologije. U stvari, istovremeno se prenosi 16 kanala sa ortogonalnim kodovima od 16 čipova. BPSK se primjenjuje na svaki kanal, a zatim se kanali zbrajaju analognom metodom.

Data Mux - multiplekser ulaznih podataka

BPSK - blok fazna modulacija

Spread - blok širenja spektra direktnog niza

Zbir - izlazni sabirač

OFDM modulacija

Širokopojasni signali, dobijeni multipleksiranjem više širokopojasnih signala sa ortogonalnim multipleksom podjele frekvencije (OFDM), predstavljaju istovremeni prijenos fazno moduliranih signala na različitim nosećim frekvencijama. Modulacija je opisana u MIL-STD 188C. Jedna od njegovih prednosti je njegova visoka otpornost na praznine u spektru koje nastaju kao rezultat višestrukog slabljenja. Uskopojasno slabljenje može isključiti jedan ili više nosilaca. Pouzdana veza je osigurana distribucijom energije simbola na nekoliko frekvencija.

Ovo premašuje spektralnu efikasnost sličnog QPSK sistema za 2,5 puta. Postoje gotova mikro kola koja implementiraju OFDM modulaciju. Konkretno, Motorola proizvodi MC92308 OFDM demodulator i MC92309 "front-end" OFDM čip. Dijagram tipičnog OFDM modulatora prikazan je na Sl. 6.

Data mux - multiplekser ulaznih podataka

Kanal - frekvencijski kanal

BPSK - blok fazna modulacija

Sum - sabirač frekvencijskih kanala

Zaključak

Uporedna tabela prikazuje ocjene svake vrste modulacije prema različitim kriterijima i konačnu ocjenu. Niži rezultat odgovara boljem rezultatu. Kvadraturna amplitudna modulacija uzeta je samo za poređenje.

Tokom pregleda odbačene su različite vrste modulacija koje su imale neprihvatljive vrijednosti procjene za različite indikatore. Na primjer, širokopojasni signali sa 16-pozicijskom faznom modulacijom (PSK) - zbog slabe otpornosti na smetnje, vrlo širokopojasni signali - zbog ograničenja dužine frekvencijskog opsega i potrebe da imaju najmanje tri kanala za zajednički rad obližnje radio mreže.

Među razmatranim tipovima širokopojasne modulacije, najzanimljivija je M-arna biortogonalna modulacija - MBOK.

Kao zaključak, želio bih napomenuti modulaciju, koja nije bila uključena u seriju eksperimenata koje su izveli inženjeri Harris Semiconductora. Govorimo o filtriranoj QPSK modulaciji (Filtered Quadrature Phase Shift Keying - FQPSK). Ovu modulaciju je razvio profesor Kamilo Feher sa Univerziteta u Kaliforniji i patentirao je zajedno sa Didcom, Inc.

Da bi se dobio FQPSK, u predajniku se koristi nelinearno filtriranje spektra signala sa njegovom naknadnom restauracijom u prijemniku. Kao rezultat toga, FQPSK spektar zauzima otprilike polovinu površine u poređenju sa QPSK spektrom, pri čemu su svi ostali parametri jednaki. Pored toga, PER (stopa greške paketa) FQPSK je 10-2-10-4 bolji od GMSK-a. GSMK je Gausova frekvencijska modulacija, koja se posebno koristi u standardu GSM digitalnih ćelijskih komunikacija. Novu modulaciju su dovoljno cijene i koriste u svojim proizvodima kompanije kao što su EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications, kao i NASA.

Nemoguće je nedvosmisleno reći kakva će se modulacija koristiti u širokopojasnoj mreži u 21. vijeku. Svake godine količina informacija u svijetu raste, stoga će se sve više informacija prenositi komunikacijskim kanalima. Budući da je frekvencijski spektar jedinstven prirodni resurs, zahtjevi za spektrom koji koristi prijenosni sistem će se stalno povećavati. Stoga, izbor najefikasnije metode modulacije pri razvoju širokopojasnog pristupa i dalje ostaje jedno od najvažnijih pitanja.