Какви са предимствата на qpsk. Квадратурна модулация с OQPSK изместване (Offset QPSK). Блокова схема на QPSK модулатор

където A и φ 0 са константи, ω е носещата честота.

Информацията се кодира чрез фаза φ(t) . Тъй като по време на кохерентна демодулация приемникът има реконструиран носител s C (t) = Acos(ωt +φ 0), тогава чрез сравняване на сигнала (2) с носителя се изчислява текущото фазово изместване φ(t). Промяната на фазата φ(t) е свързана едно към едно с информационния сигнал c(t).

Двоична фазова модулация (BPSK – BinaryPhaseShiftKeying)

Наборът от стойности на информационния сигнал (0,1) е уникално присвоен на набора от фазови промени (0, π). Когато стойността на информационния сигнал се промени, фазата на радиосигнала се променя на 180º. По този начин BPSK сигналът може да бъде записан като

следователно с(T)=А⋅2(° С(T)-1/2)cos(ωt + φ 0) , По този начин, за да се приложи BPSK модулация, е достатъчно да се умножи носещият сигнал по информационния сигнал, който има много стойности (-1,1). На изхода на бейсбенд модулатора сигналите

I(t)= А⋅2(° С(T)-1/2), Q(t)=0

Времевата форма на сигнала и неговата констелация са показани на фиг. 3.

Ориз. 12. Времева форма и сигнална констелация на BPSK сигнала: а – цифрово съобщение; b – модулиращ сигнал; в – модулирано ВЧ трептене; Ж– сигнална констелация

Квадратурна фазова модулация (QPSK – QuadraturePhaseShiftKeying)

Квадратурната фазова модулация е четиристепенна фазова модулация (M=4), при която фазата на високочестотното трептене може да приеме 4 различни стойности на стъпки от π / 2.

Връзката между фазовото отместване на модулираното трептене от набора (±π / 4,±3π / 4) и набора от символи на цифрово съобщение (00, 01, 10, 11) се установява във всеки конкретен случай от стандарта за радиоканала и се показва от сигнална констелация, подобна на фиг. 4 . Стрелките показват възможни преходи от едно фазово състояние към друго.

Ориз. 13. QPSK модулационна констелация

От фигурата се вижда, че съответствието между стойностите на символите и фазата на сигнала се установява по такъв начин, че в съседни точки на сигналното съзвездие стойностите на съответните символи се различават само в един малко. При предаване в шумни условия най-вероятната грешка ще бъде определянето на фазата на съседна точка от съзвездие. При това кодиране, въпреки че е възникнала грешка при определяне на значението на символ, това ще съответства на грешка в един (а не два) бита информация. По този начин се постига намаляване на вероятността за битова грешка. Този метод на кодиране се нарича код на Грей.

Многопозиционна фазова модулация (M-PSK)

M-PSK се формира, подобно на други многопозиционни модулации, чрез групиране на k = log 2 M бита в символи и въвеждане на съответствие едно към едно между набор от стойности на символи и набор от модулирани стойности на фазово изместване на формата на вълната. Стойностите на фазовото изместване от набора се различават с една и съща сума. Например, Фигура 4 показва сигналната констелация за 8-PSK с кодиране на Грей.

Ориз. 14. Съвкупност от 8-PSK модулационни сигнали

Амплитудно-фазови видове модулация (QAM)

Очевидно е, че за кодиране на предаваната информация можете да използвате не един параметър на носещата вълна, а два едновременно.

Минималното ниво на символни грешки ще бъде постигнато, ако разстоянието между съседни точки в сигналната констелация е еднакво, т.е. разпределението на точките в съзвездието ще бъде равномерно в равнината. Следователно сигналното съзвездие трябва да има вид на решетка. Модулацията с този тип сигнална констелация се нарича квадратурна амплитудна модулация (QAM - квадратурна амплитудна модулация).

QAM е многопозиционна модулация. Когато M=4 съответства на QPSK, следователно формално се счита за QAM M ≥ 8 (тъй като броят битове на символ k = log 2 M,k∈N, тогава M може да приема само стойности на степени на 2: 2, 4, 8, 16 и т.н.). Например Фигура 5 показва 16-QAM сигнална констелация с кодиране на Грей.

Ориз. 15. 16 – QAM модулационна констелация

Честотни видове модулация (FSK, MSK, M-FSK, GFSK, GMSK).

При честотната модулация параметърът на носещата вибрация - носителят на информация е носещата честота ω(t). Модулираният радиосигнал има формата:

s(t)= Acos(ω(t)t +φ 0)= Acos(ω c t +ω d c(t)t +φ 0)=
Acos(ω c t +φ 0) cos(ω d c(t)t) − Asin(ω c t+φ 0)sin(ω d c(t)t),

където ω c е постоянната централна честота на сигнала, ω d е отклонението (промяната) на честотата, c(t) е информационният сигнал, φ 0 е началната фаза.

Ако информационният сигнал има 2 възможни стойности, се извършва двоична честотна модулация (FSK - FrequencyShiftKeying). Информационният сигнал в (4) е полярен, т.е. приема стойности (-1,1), където -1 съответства на стойността на оригиналния (неполярен) информационен сигнал 0 и 1 към едно. По този начин, с двоична честотна модулация, наборът от стойности на оригиналния информационен сигнал (0,1) е свързан с набора от стойности на честотата на модулирания радиосигнал (ω c −ω d,ω c + ω d). Типът на FSK сигнала е показан на фиг. 1.11.

Ориз. 16. FSK сигнал: а – информационно съобщение; b- модулиращ сигнал; c – модулация на ВЧ трептене

От (4) следва пряката реализация на FSK модулатора: сигналите I(t) и Q(t) имат формата: I (t) = Acos(ω d c(t)t), Q(t) = Asin( ω d c(t )t) . Тъй като функциите sin и cos приемат стойности в интервала [-1..1], съзвездието на сигнала на FSK сигнала е кръг с радиус A.

Квадратурна фазова модулация QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) е фазова модулация на четири нива (M = 4), при която фазата на радиочестотното трептене може да приеме четири различни стойности със стъпка, равна на


π/2. всеки	фазова стойност	модулиран сигнал
съдържа два бита информация. Тъй като				абсолютен
фазови стойности	няма значение, да изберем
± π 4, ± 3 π 4.	Кореспонденция		стойности
модулиран сигнал ± π 4, ± 3 π 4			и предадени

Цифрите на информационната последователност 00, 01, 10, 11 се задават чрез код на Грей (виж Фиг. 3.13) или друг алгоритъм. Очевидно е, че стойностите на модулиращия сигнал с QPSK модулация се променят наполовина по-често, отколкото с BPSK модулация (при същата скорост на предаване на информация).

Комплексна обвивка g(t) с QPSK модулация

е псевдослучаен полярен бейсбенд сигнал, чиито квадратурни компоненти, съгл

(3.41), вземете числени стойности ± 1 2 . При което

Продължителността на всеки символ от сложната обвивка е два пъти по-дълга от символите в оригиналния цифров модулиращ сигнал. Както е известно, спектралната плътност на мощността на многостепенен сигнал съвпада със спектралната плътност на мощността на двоичен сигнал при

M = 4 и следователно T s = 2T b . Съответно, спектралната плътност на мощността на QPSK сигнала (за

положителни честоти) въз основа на уравнение (3.28) се определя от израза:

P(f) = K × (	грях 2

	p×(f - f	)×2×T

От уравнение (3.51) следва, че разстоянието между първите нули в спектралната плътност на мощността на QPSK сигнала е равно на D f = 1 T b, което е два пъти по-малко от

за BPSK модулация. С други думи, спектралната ефективност на квадратурната QPSK модулация е два пъти по-висока от тази на двоичната фазова модулация BPSK.

				cos(ωc t )
	Формиращо			cos(ωc t )
	Формиращо



w(t)	Оформител
	квадратура		Зъбора
	компонент


		То)		sin(ωc t )
	Формиращо	То)		sin(ωc t )

Фиг.3.15. Квадратурен модулатор QPSK сигнал

Функционалната диаграма на квадратурния QPSK модулатор е показана на фиг. 3.15. Преобразувателят на кодове получава цифров сигнал със скорост R. Кодовият конвертор генерира квадратурните компоненти на комплекса

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

плик в съответствие с таблица 3.2 със скорост два пъти по-ниска от оригиналната. Оформящите филтри осигуряват дадена честотна лента на модулиращия (и съответно модулирания) сигнал. Квадратурните компоненти на носещата честота се подават към радиочестотните умножители от веригата на честотния синтезатор. На изхода на суматора има получен QPSK модулиран сигнал s (t) in

в съответствие с (3.40).

Таблица 3.2

Генериране на QPSK сигнал

cos[θk]

грях[θk]

компонент

I-компонент

QPSK сигналът, подобно на BPSK сигнала, не съдържа носеща честота в своя спектър и може да бъде получен само с помощта на кохерентен детектор, който е огледален образ на модулаторната верига и


s(t)
	cos(ωc t )
		възстановяване
		възстановяване
		дигитален

	sin(ωc t )

То)

Фиг.3.16. Квадратурен демодулатор QPSK сигнал

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

показано на фиг. 3.16.

3.3.4. Диференциална двоична фазова модулация DBPSK

Принципното отсъствие на носеща честота в спектъра на модулирания сигнал в някои случаи води до неоправдано усложняване на демодулатора в приемника. Сигналите QPSK и BPSK могат да се приемат само от кохерентен детектор, за чието реализиране е необходимо или да се предава референтна честота заедно със сигнала, или да се внедри специална схема за възстановяване на носещата в приемника. Значително опростяване на веригата на детектора се постига, когато фазовата модулация се реализира в диференциалната форма DBPSK (диференциална двоична фазова манипулация).

Идеята на диференциалното кодиране е да предаде не абсолютната стойност на информационния символ, а неговата промяна (или непромяна) спрямо предишната стойност. С други думи, всеки следващ предаден символ съдържа информация за предишния знак. По този начин, за да се извлече оригиналната информация по време на демодулация, е възможно да се използва не абсолютната, а относителната стойност на модулирания параметър на носещата честота като референтен сигнал. Алгоритъмът за диференциално двоично кодиране се описва със следната формула:

dk =

m k Å d k −1

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

където (m k) е оригиналната двоична последователност; (дк)-

получената двоична последователност; Å е символът за събиране по модул 2.

Пример за диференциално кодиране е показан в таблица 3.3.

		Таблица 3.3
Диференциално двоично кодиране
	цифров сигнал


(d k


(d k

Хардуерното диференциално кодиране се реализира под формата на схема за забавяне на сигнала за интервал от време, равен на продължителността на един символ в двоична информационна последователност и схема за добавяне по модул 2 (фиг. 3.17).


		Логическа схема
		Логическа схема
		dk =
		dk =	m k Å d k −1

Линия на забавяне

Фигура 3.17. Диференциален DBPSK кодиращ сигнал

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

Диференциален некохерентен детектор на DBPSK сигнал при междинна честота е показан на фиг. 3.18.

Детекторът забавя получения импулс с интервал от един символ и след това умножава получените и забавените символи:

s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .

След филтриране с помощта на нискочестотен филтър или съвпадение

Очевидно е, че нито времевата форма на сложната обвивка, нито спектралният състав на диференциалния DBPSK сигнал ще се различават от обичайния BPSK сигнал.

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

3.3.5. Диференциална квадратурна фазова модулация π/4 DQPSK

π/4 DQPSK (диференциална квадратна фазова манипулация) модулацията е форма на диференциална фазова модулация, специално проектирана за четиристепенни QPSK сигнали. Този тип модулационен сигнал може да бъде демодулиран от некохерентен детектор, както е типично за DBPSK модулационни сигнали.

Разликата между диференциалното кодиране при π/4 DQPSK модулация и диференциалното кодиране при DBPSK модулация е, че относителната промяна не се предава в модулиращия цифров символ, а в модулирания параметър, в този случай фазата. Алгоритъмът за генериране на модулиран сигнал е обяснен в таблица 3.4.

Таблица 3.4

Алгоритъм за генериране на сигнал π/4 DQPSK

Информация
ny dibit
ny dibit
Увеличаване	ϕ = π 4	ϕ = 3 π 4	ϕ = −3 π 4	ϕ = − π 4
фазов ъгъл
Q-компонент		Q = sin (θk ) = sin (θk − 1 +
I-компонент		I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 +

Всеки бит от оригиналната информационна последователност е свързан с фазово нарастване на носещата честота. Увеличението на фазовия ъгъл е кратно на π/4. Следователно, абсолютният фазов ъгъл θ k може да приеме осем различни стойности на стъпки

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

π/4 и всеки квадратурен компонент на комплексната обвивка е една от пет възможни стойности:

0, ±1 2, ±1. Преходът от една фаза на носещата честота към друга може да бъде описан с помощта на диаграмата на състоянието на фиг. 3.13 за M = 8 чрез алтернативно избиране на абсолютната стойност на фазата на носещата честота от четири позиции

Блоковата схема на π/4 DQPSK модулатор е показана на фиг. 3.19. Оригиналният двоичен цифров модулиращ сигнал влиза в кодово-фазовия преобразувател. В преобразувателя, след забавяне на сигнала с един символен интервал, се определя текущата стойност на дибита и съответното нарастване на фазата φ k на носещата честота. Това

фазовото нарастване се подава към калкулаторите на квадратурните I Q компоненти на комплексната обвивка (Таблица 3.3). Изход

I Q калкулаторът е петстепенен

	цифров сигнал с продължителност на импулса два пъти

		Q = cos(θk –1 + Δφ)	Филтър за оформяне
				cos(ωc t )
		Δφk		cos(ωc t )
		Δφk
wk(t)
wk(t)		Конвертор
		Конвертор




		Δφk
				sin(ωc t )
		I = sin(θk –1 + Δφ)	Филтър за оформяне	sin(ωc t )
			Филтър за оформяне


		Фиг.3.19. Функционална схема на π/4 DQPSK модулатор

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

превишаване на продължителността на импулса на оригиналния двоичен цифров сигнал. След това преминават квадратурните I (t), Q (t) компоненти на комплексната обвивка

оформящ филтър и се подават към високочестотни умножители за формиране на квадратурни компоненти на високочестотния сигнал. На изхода на високочестотния суматор има напълно оформен

π/4 DQPSK сигнал.

Демодулаторът на сигнала π/4 DQPSK (фиг. 3.20) е проектиран да открива квадратурни компоненти на модулиращия сигнал и има структура, подобна на структурата на демодулатора на сигнала DBPSK. Входен RF сигнал r (t) = cos(ω c t + θ k) при междинна честота

rI(t)

r(t)

Забавяне τ = T s

w(t) устройство за вземане на решения

Фазово изместване Δφ = π/2

rQ(t)

Фиг.3.20. Демодулатор π/4 DQPSK сигнал на междинна честота

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

отива на входа на веригата за забавяне и RF умножители. Сигналът на изхода на всеки умножител (след отстраняване на високочестотни компоненти) има формата:

	r I (t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + q k −1) = cos(Df k);
	r Q (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + q k −1) = sin(Df k).

Солверът анализира бейсбенд сигналите на изхода на всеки нискочестотен филтър. Определят се знакът и големината на увеличението на фазовия ъгъл и съответно стойността на получения дебит. Хардуерното изпълнение на демодулатор на междинна честота (виж фиг. 3.20) не е лесна задача поради високите изисквания за точност и стабилност на веригата за високочестотно закъснение. По-разпространена версия на схемата за демодулатор на сигнала π/4 DQPSK с директно прехвърляне на модулирания сигнал към обхвата на основната лента, както е показано на фиг. 3.21.

r(t)				r11(t)	rQ(t)
			τ = T s	r11(t)	rQ(t)
			τ = T s


	cos(ωc t + γ)	r1(t)		r12(t)		rI(t)
		r1(t)



				r21(t)

sin(ωc t + γ)
	r2(t)
	r22(t)
	τ = T s

Фиг.3.21. Демодулатор π/4 QPSK сигнал в бейсбенд обхвата

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

Директното прехвърляне на модулирания сигнал към обхвата на основната лента ви позволява да реализирате напълно

прехвърляне на модулирания осцилационен спектър към обхвата на основната лента. Опорните сигнали, също подавани към входовете на радиочестотните умножители, не са фазово синхронизирани с носещата честота на модулираното трептене. В резултат на това бейсбенд сигналите на изхода на нискочестотните филтри имат произволно фазово изместване, което се приема за постоянно по време на символния интервал:

		(t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + g) = cos(q k - g);
	r 2 (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + g) = sin(q k - g),
	r 2 (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + g) = sin(q k - g),

където γ е фазовото отместване между приетия и еталонния сигнал.

Демодулираните бейсбенд сигнали се подават към две закъснителни вериги и четири бейсбенд умножителя, на чиито изходи се появяват следните сигнали:

r 11 (t) = cos(q k - g) × cos(q k −1 - g);
r 22 (t) = sin(q k - g) × sin(q k −1 - g);
r 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g);

r 21 (t) = sin(q k - g) × cos(q k −1 - g).

В резултат на сумирането на изходните сигнали на умножителите се елиминира произволно фазово изместване γ, оставяйки само информация за нарастването на фазовия ъгъл на носещата честота Δφ:

Dj k);

r I (t) = r 12 (t) + r 21 (t) =

R 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g) + r 21 (t) =

Sin(q k - g) × cos(q k −1 - g) = sin(q k - q k −1) = sin(Dj k).

Реализиране на схема за забавяне в бейсбенд обхвата и

последващата цифрова обработка на демодулирания сигнал значително повишава стабилността на схемата и надеждността на приемане на информация.

3.3.6. Квадратурна фазова модулация

OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) е специален случай на QPSK. Обвивката на носещата честота на QPSK сигнал е теоретично постоянна. Въпреки това, когато честотната лента на модулиращия сигнал е ограничена, свойството за постоянство на амплитудата на фазово модулирания сигнал се губи. При предаване на сигнали с BPSK или QPSK модулация, промяната на фазата през символен интервал може да бъде π или p 2 . Интуитивно

ясно е, че колкото по-голям е моментният скок в носещата фаза, толкова по-голяма е придружаващата АМ, която възниква, когато спектърът на сигнала е ограничен. Всъщност, колкото по-голяма е величината на моментната промяна в амплитудата на сигнала, когато се променя неговата фаза, толкова по-голяма е величината на хармониците на спектъра, съответстващи на този времеви скок. С други думи, когато спектърът на сигнала е ограничен

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

големината на получената вътрешна AM ще бъде пропорционална на величината на моментния фазов скок в носещата честота.

В QPSK сигнал можете да ограничите максималния скок на фазата на носителя, ако използвате времево изместване от T b между Q и I каналите, т.е. въведете елемент

закъснения на стойността T b в канал Q или I . Използване

изместването на времето ще доведе до факта, че пълната необходима промяна на фазата ще се случи на два етапа: първо, състоянието на един канал се променя (или не се променя), след това на другия. Фигура 3.22 показва последователността от модулиращи импулси Q (t) и I (t) in

квадратурни канали за конвенционална QPSK модулация.

Q(t)

То)

I(t– Tb)

2Ts

Фиг.3.22. Модулиране на сигнали в I/Q канали с QPSK

и OQPSK модулация

Продължителността на всеки импулс е T s = 2 T b . Промяна на фазата на носителя при промяна на всеки символ в I или Q

PDF, създаден с пробна версия FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

5. ПРЕГЛЕД НА ВИДОВЕ МОДУЛАЦИЯ

Трансформацията на носещо хармонично трептене (един или повече от неговите параметри) в съответствие със закона за промяна в предаваната информационна последователност се нарича модулация. Когато предават цифрови сигнали в аналогова форма, те работят с концепцията за манипулация.

Методът на модулация играе основна роля за постигане на максималната възможна скорост на предаване на информация при дадена вероятност за грешно приемане. Максималните възможности на предавателната система могат да бъдат оценени с помощта на добре известната формула на Шанън, която определя зависимостта на капацитета C на непрекъснат канал с бял гаусов шум от използваната честотна лента F и съотношението на мощността на сигнала и шума Pc/ Пш.

където PC е средната мощност на сигнала;

PSh е средната мощност на шума в честотната лента.

Ширината на честотната лента се дефинира като горната граница на действителната скорост на предаване на информация V. Горният израз ни позволява да намерим максималната стойност на скоростта на предаване, която може да бъде постигната в гаусов канал с дадени стойности: ширината на честотния диапазон, в който се извършва предаване (DF) и съотношението сигнал/шум (PC/RSh).

Вероятността за погрешно приемане на бит в определена система за предаване се определя от съотношението PC/РШ. От формулата на Шанън следва, че увеличаването на специфичната скорост на предаване V/DF изисква увеличаване на разходите за енергия (PC) на бит. Зависимостта на специфичната скорост на предаване от съотношението сигнал/шум е показана на фиг. 5.1.

Фигура 5.1 – Зависимост на специфичната скорост на предаване от отношението сигнал/шум

Всяка преносна система може да бъде описана с точка, разположена под кривата, показана на фигурата (регион B). Тази крива често се нарича граница или граница на Шанън. За всяка точка в зона B е възможно да се създаде комуникационна система, чиято вероятност за грешно приемане може да бъде толкова малка, колкото се изисква.

Съвременни системипредаванията на данни изискват вероятността за неоткрита грешка да не е по-висока от 10-4...10-7.

В съвременната цифрова комуникационна технология най-често срещаните са честотна модулация (FSK), относителна фазова модулация (DPSK), квадратурна фазова модулация (QPSK), компенсирана фазова модулация (офсет), наричана O-QPSK или SQPSK, квадратурна амплитудна модулация ( QAM).

При честотна модулация стойностите "0" и "1" на информационната последователност съответстват на определени честоти на аналоговия сигнал с постоянна амплитуда. Честотната модулация е много устойчива на шум, но честотната модулация губи честотната лента на комуникационния канал. Следователно този тип модулация се използва в нискоскоростни протоколи, които позволяват комуникация по канали с ниско съотношение сигнал/шум.

При относителна фазова модулация, в зависимост от стойността на информационния елемент, се променя само фазата на сигнала, докато амплитудата и честотата остават непроменени. Освен това всеки информационен бит е свързан не с абсолютната стойност на фазата, а с нейната промяна спрямо предишната стойност.

По-често се използва четирифазен DPSK или двоен DPSK, базиран на предаване на четири сигнала, всеки от които носи информация за два бита (dibit) от оригиналната двоична последователност. Обикновено се използват два комплекта фази: в зависимост от стойността на дибита (00, 01, 10 или 11), фазата на сигнала може да се промени на 0°, 90°, 180°, 270° или 45°, 135°, 225 °, съответно 315 °. В този случай, ако броят на кодираните битове е повече от три (8 позиции на фазово въртене), шумоустойчивостта на DPSK е рязко намалена. Поради тази причина DPSK не се използва за високоскоростно предаване на данни.

Модемите с 4-позиционна или квадратурна фазова модулация се използват в системи, където теоретичната спектрална ефективност на BPSK предавателните устройства (1 bit/(s·Hz)) е недостатъчна за наличната честотна лента. Различните техники за демодулация, използвани в BPSK системите, се използват и в QPSK системите. В допълнение към директното разширение на методите на двоична модулация към случая на QPSK, се използва и 4-позиционна модулация с отместване (отместване). Някои разновидности на QPSK и BPSK са дадени в табл. 5.1.

При квадратурна амплитудна модулация както фазата, така и амплитудата на сигнала се променят, което ви позволява да увеличите броя на кодираните битове и в същото време значително да подобрите устойчивостта на шум. Понастоящем се използват методи на модулация, при които броят на информационните битове, кодирани в един интервал на предаване, може да достигне 8...9, а броят на позициите на сигнала в сигналното пространство може да достигне 256...512.

Таблица 5.1 – Типове QPSK и BPSK

Двоичен PSK	Четири позиционен PSK	Кратко описание
BPSK	QPSK	Конвенционални кохерентни BPSK и QPSK
ДЕБПСК	DEQPSK	Конвенционални кохерентни BPSK и QPSK с относително кодиране и SVN
ДБСК	DQPSK	QPSK с автокорелационна демодулация (без EHV)
FBPSK		BPSK или QPSK С патентован Feer процесор, подходящ за нелинейни системи за усилване QPSK с изместване (отместване) QPSK със смяна и относително кодиране QPSK със shift и патентовани процесори на Feer QPSK с относително кодиране и фазово изместване с p/4

Квадратурното представяне на сигнали е удобно и доста универсално средство за тяхното описание. Квадратурното представяне е да изрази вибрацията като линейна комбинация от два ортогонални компонента - синус и косинус:

S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)

където x(t) и y(t) са биполярни дискретни величини.

Такава дискретна модулация (манипулация) се извършва по два канала върху носители, изместени на 90° един спрямо друг, т.е. разположени в квадратура (оттук и името на метода за представяне и генериране на сигнал).

Нека обясним работата на квадратурната верига (фиг. 5.2), като използваме примера за генериране на QPSK сигнали.

Фигура 5.2 – Схема на квадратурния модулатор

Оригиналната последователност от двоични символи с продължителност T се разделя, като се използва регистър за изместване, на нечетни Y импулси, които се подават към квадратурния канал (coswt), и четни X импулси, подавани към синфазния канал (sinwt). И двете поредици от импулси постъпват на входовете на съответните манипулиращи импулсни формиратели, на изходите на които се формират поредици от биполярни импулси x(t) и y(t).

Манипулиращите импулси са с амплитуда и продължителност 2T. Импулсите x(t) и y(t) постъпват на входовете на канални умножители, на изходите на които се формират двуфазни фазово модулирани трептения. След сумирането те образуват QPSK сигнал.

Горният израз за описание на сигнала се характеризира с взаимната независимост на многостепенните манипулиращи импулси x(t), y(t) в каналите, т.е. Ниво 1 в един канал може да съответства на ниво 1 или нула в друг канал. В резултат на това изходният сигнал на квадратурната верига се променя не само във фаза, но и в амплитуда. Тъй като амплитудната манипулация се извършва във всеки канал, този тип модулация се нарича амплитудна квадратурна модулация.

Използвайки геометрична интерпретация, всеки QAM сигнал може да бъде представен като вектор в сигналното пространство.

Маркирайки само краищата на векторите, за QAM сигналите получаваме изображение под формата на сигнална точка, чиито координати се определят от стойностите x(t) и y(t). Наборът от сигнални точки образува така наречената сигнална констелация.

На фиг. 5.3 е показана блоковата схема на модулатора, а на фиг. 5.4 – сигнална констелация за случая, когато x(t) и y(t) приемат стойности ±1, ±3 (QAM-4).

Фигура 5.4 – Диаграма на сигнала QAM-4

Стойностите ±1, ±3 определят нивата на модулация и имат относителен характер. Констелацията съдържа 16 сигнални точки, всяка от които съответства на четири предавани информационни бита.

Комбинация от нива ±1, ±3, ±5 може да образува съзвездие от 36 сигнални точки. От тях обаче ITU-T протоколите използват само 16 точки, равномерно разпределени в сигналното пространство.

Има няколко начина за практическо прилагане на QAM-4, най-често срещаният от които е така нареченият метод на суперпозиционна модулация (SPM). Схемата, която прилага този метод, използва две идентични QPSK (фиг. 5.5).

Използвайки същата техника за получаване на QAM, можете да получите диаграма за практическото прилагане на QAM-32 (фиг. 5.6).

Фигура 5.5 – Схема на модулатор QAM-16

Фигура 5.6 – Схема на модулатор QAM-32

Получаването на QAM-64, QAM-128 и QAM-256 става по същия начин. Схеми за получаване на тези модулации не са дадени поради техния тромав характер.

От теорията на комуникацията е известно, че при еднакъв брой точки в съзвездието на сигнала шумоустойчивостта на QAM и QPSK системите е различна. При голям брой сигнални точки QAM спектърът е идентичен със спектъра на QPSK сигналите. QAM сигналите обаче имат най-добри характеристикиотколкото QPSK системите. Основната причина за това е, че разстоянието между сигналните точки в QPSK система е по-малко от разстоянието между сигналните точки в QAM система.

На фиг. Фигура 5.7 показва сигналните констелации на системите QAM-16 и QPSK-16 със същата сила на сигнала. Разстоянието d между съседни точки на сигнална констелация в QAM система с L нива на модулация се определя от израза:

(5.3)

По същия начин за QPSK:

(5.4)

където M е броят на фазите.

От горните изрази следва, че с увеличаване на стойността на M и същото ниво на мощност QAM системите са за предпочитане пред QPSK системите. Например при M=16 (L = 4) dQAM = 0,47 и dQPSK = 0,396, а при M=32 (L = 6) dQAM = 0,28, dQPSK = 0,174.

По този начин можем да кажем, че QAM е много по-ефективен в сравнение с QPSK, което позволява използването на повече многостепенна модулация със същото съотношение сигнал/шум. Следователно можем да заключим, че характеристиките на QAM ще бъдат най-близки до границата на Шанън (фиг. 5.8), където: 1 – граница на Шанън, 2 – QAM, 3 – M-позиция ARC, 4 – M-позиция PSK.

Фигура 5.8 - Зависимост на спектралната ефективност на различни модулации от C/N

Като цяло QAM системите с линейно усилване в M-позиция като 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM имат спектрална ефективност, по-висока от QPSK с линейно усилване, която има теоретична граница на ефективност от 2 бита/(s∙Hz).

Една от характерните особености на QAM са ниските стойности на мощността извън лентата (фиг. 5.9).

Фигура 5.9 – Енергиен спектър на QAM-64

Използването на многопозиционен QAM в неговата чиста форма е свързано с проблема с недостатъчната устойчивост на шум. Следователно във всички съвременни високоскоростни протоколи QAM се използва заедно с решетъчно кодиране (TCM). TCM сигналната констелация съдържа повече сигнални точки (сигнални позиции), отколкото е необходимо за модулация без решетъчно кодиране. Например, 16-битовият QAM се преобразува в 32-QAM съзвездие с кодирана решетка. Допълнителните констелационни точки осигуряват излишък на сигнала и могат да се използват за откриване и коригиране на грешки. Конволюционното кодиране, комбинирано с TCM, въвежда зависимост между последователни сигнални точки. Резултатът беше нова модулационна техника, наречена Trellis модулация. Комбинация от специфичен QAM шумоустойчив код, избран по определен начин, се нарича структура на сигнален код (SCC). SCM позволяват да се повиши шумоустойчивостта на предаването на информация заедно с намаляване на изискванията за съотношението сигнал / шум в канала с 3 - 6 dB. По време на процеса на демодулация полученият сигнал се декодира с помощта на алгоритъма на Viterbi. Именно този алгоритъм, чрез използването на въведено излишък и познаване на историята на процеса на приемане, позволява, като се използва критерият за максимална вероятност, да се избере най-надеждната референтна точка от сигналното пространство.

Използването на QAM-256 ви позволява да предавате 8 състояния на сигнала, тоест 8 бита, в 1 бода. Това ви позволява значително да увеличите скоростта на пренос на данни. И така, с ширина на обхвата на предаване Df = 45 kHz (както в нашия случай), 1 бода, т.е. 8 бита, може да бъде предаден във времеви интервал от 1/Df. Тогава максималната скорост на предаване в този честотен диапазон ще бъде

Тъй като в тази система предаването се извършва в два честотни диапазона с еднаква ширина, максималната скорост на предаване на тази система ще бъде 720 kbit/s.

Тъй като предаваният битов поток съдържа не само информационни битове, но и служебни битове, скоростта на информацията ще зависи от структурата на предаваните рамки. Фреймовете, използвани в тази система за предаване на данни, се формират на базата на протоколите Ethernet и V.42 и имат максимална дължина K=1518 бита, от които KS=64 са служебни бита. Тогава скоростта на предаване на информация ще зависи от съотношението на информационните битове и служебните битове

Тази скорост надвишава скоростта, посочена в техническите спецификации. Следователно можем да заключим, че избраният метод на модулация отговаря на изискванията, заложени в техническите спецификации.

Тъй като в тази система предаването се извършва в два честотни диапазона едновременно, това изисква организирането на два модулатора, работещи паралелно. Но трябва да се има предвид, че е възможно системата да премине от основните честотни диапазони към резервните. Следователно е необходимо генериране и контрол на всичките четири носещи честоти. Честотен синтезатор, предназначен да генерира носещи честоти, се състои от генератор на референтен сигнал, разделители и висококачествени филтри. Генератор на кварцов квадратен импулс действа като генератор на референтен сигнал (фиг. 5.10).

Фигура 5.10 - Генератор с кварцова стабилизация

С цел оценка на състоянието на информационната сигурност; - управление на достъпа на участниците в срещата до помещенията; - организиране на наблюдение на входа на определената стая и околната среда по време на срещата. 2. Основните средства за осигуряване защитата на акустичната информация по време на среща са: - инсталиране на различни генератори на шум, наблюдение на помещението...

Използване на компютърни технологии за печат? 10. Опишете престъпните деяния, предвидени в глава 28 от Наказателния кодекс на Руската федерация „Престъпления в областта на компютърната информация“. РАЗДЕЛ 2. БОРБА С ПРЕСТЪПЛЕНИЯТА В ОБЛАСТТА НА КОМПЮТЪРНАТА ИНФОРМАЦИЯ ГЛАВА 5. КОНТРОЛ ВЪРХУ ПРЕСТЪПНОСТИТЕ В ОБЛАСТТА НА ВИСОКИТЕ ТЕХНОЛОГИИ 5.1 Контрол върху компютърните престъпления в Русия Мерки за контрол над...

LickSec > Радио комуникация

Четирипозиционна фазова манипулация (QPSK)

От теорията на комуникацията е известно, че двоичната фазова модулация BPSK има най-висока устойчивост на шум. Въпреки това, в някои случаи, чрез намаляване на шумоустойчивостта на комуникационния канал, е възможно да се увеличи неговата пропускателна способност. Освен това, чрез прилагане на шумоустойчиво кодиране, площта, покрита от мобилна комуникационна система, може да бъде планирана по-точно.

Четирипозиционната фазова модулация използва четири стойности на фазата на носителя. В този случай фазата y(t) на сигнала, описан с израз (25), трябва да приеме четири стойности: 0°, 90°, 180° и 270°. По-често се използват обаче други фазови стойности: 45°, 135°, 225° и 315°. Този тип представяне на квадратурна фазова модулация е показано на фигура 1.

Същата фигура показва битовите стойности, предадени от всяко фазово състояние на носителя. Всяко състояние предава два бита полезна информация наведнъж. В този случай съдържанието на битовете е избрано по такъв начин, че преходът към съседно състояние на фазата на носителя поради грешка при приемане води до не повече от една битова грешка.

Обикновено квадратурният модулатор се използва за генериране на QPSK модулационен сигнал. За да реализирате квадратурен модулатор, ще ви трябват два умножителя и суматор. Входовете на умножителя могат да бъдат доставени с входни битови потоци директно в NRZ код. Блоковата схема на такъв модулатор е показана на фигура 2.

Тъй като при този тип модулация два бита от входния битов поток се предават наведнъж по време на един символен интервал, символната скорост на този тип модулация е 2 бита на символ. Това означава, че при внедряване на модулатор, входният поток трябва да бъде разделен на два компонента - синфазния компонент I и квадратурния компонент Q. Следващите блокове трябва да се синхронизират със скорост на символа.

С тази реализация спектърът на сигнала на изхода на модулатора е неограничен и приблизителната му форма е показана на фигура 3.

Фигура 3. Спектър на QPSK сигнал, модулиран от NRZ сигнал.

Естествено, този сигнал може да бъде ограничен в спектъра с помощта на лентов филтър, включен на изхода на модулатора, но това никога не се прави. Филтърът на Найкуист е много по-ефективен. Блоковата диаграма на квадратурния модулатор на сигнала QPSK, изграден с помощта на филтър на Найкуист, е показана на фигура 4.

Фигура 4. Блокова диаграма на QPSK модулатор, използващ филтър на Найкуист

Филтърът на Найкуист може да се реализира само с помощта на цифрова технология, така че в схемата, показана на фигура 17, цифрово-аналогов преобразувател (DAC) е осигурен пред квадратурния модулатор. Особеност на работата на филтъра на Найкуист е, че в интервалите между референтните точки не трябва да има сигнал на входа му, следователно на входа му има формовчик на импулси, който извежда сигнал на изхода си само по време на референтни точки. През останалото време на изхода му има нулев сигнал.

Пример за формата на предавания цифров сигнал на изхода на филтъра на Найкуист е показан на фигура 5.

Фигура 5. Примерна времева диаграма на Q сигнал за четирипозиционна QPSK фазова модулация

Тъй като в предавателното устройство се използва филтър на Найкуист за стесняване на спектъра на радиосигнала, няма междусимволно изкривяване в сигнала само в сигналните точки. Това може ясно да се види от диаграмата на Q сигнала, показана на фигура 6.

В допълнение към стесняване на спектъра на сигнала, използването на филтър на Найкуист води до промяна в амплитудата на генерирания сигнал. В интервалите между референтните точки на сигнала амплитудата може или да се увеличи по отношение на номиналната стойност, или да намалее почти до нула.

За да се проследят промените както в амплитудата на QPSK сигнала, така и в неговата фаза, е по-добре да се използва векторна диаграма. Фазорната диаграма на същия сигнал, показан на фигури 5 и 6, е показана на фигура 7.

Фигура 7 векторна диаграма на QPSK сигнал с a = 0.6

Промяната в амплитудата на QPSK сигнала се вижда и на осцилограмата на QPSK сигнала на изхода на модулатора. Най-характерният участък от времедиаграмата на сигнала, показана на фигури 6 и 7, е показана на фигура 8. На тази фигура както спадовете в амплитудата на модулирания носител на сигнала, така и увеличението на неговата стойност спрямо номиналното ниво са ясно видими.

Фигура 8. Времева диаграма на QPSK сигнал с a = 0,6

Сигналите на фигури 5 ... 8 са показани за случая на използване на филтър на Найкуист с коефициент на закръгляване a = 0,6. Когато се използва филтър на Найкуист с по-ниска стойност на този коефициент, влиянието на страничните лобове на импулсната характеристика на филтъра на Найкуист ще има по-силен ефект и четирите пътя на сигнала, ясно видими на фигури 6 и 7, ще се слеят в една непрекъсната зона . В допълнение, ударите в амплитудата на сигнала ще се увеличат спрямо номиналната стойност.

Фигура 9 – спектрограма на QPSK сигнал с a = 0.6

Наличието на амплитудна модулация на сигнала води до факта, че в комуникационните системи, използващи този тип модулация, е необходимо да се използва силно линеен усилвател на мощност. За съжаление, такива усилватели на мощност имат ниска ефективност.

Честотната модулация с минимално честотно разстояние MSK ви позволява да намалите честотната лента, заета от цифров радиосигнал в ефира. Въпреки това, дори този тип модулация не отговаря на всички изисквания към съвременните мобилни радиосистеми. Обикновено MSK сигналът в радиопредавателя се филтрира с конвенционален филтър. Ето защо се появи друг вид модулация с още по-тесен спектър от радиочестоти в ефира.

Обещаващи модулационни методи в широколентови системи за предаване на данни

Днес комуникационните специалисти вече няма да бъдат изненадани от мистериозната фраза Spread Spectrum. Широколентовите (и това е, което се крие зад тези думи) системи за предаване на данни се различават една от друга по метода и скоростта на предаване на данни, вида на модулацията, обхвата на предаване, възможностите за обслужване и т.н. Тази статия се опитва да класифицира широколентовите системи въз основа на модулация, използвана в тях.

Основни положения

Системите за широколентов пренос на данни (BDSTS) се подчиняват на унифицирания стандарт IEEE 802.11 по отношение на протоколите, а в радиочестотната част - на единните правила на FCC (Федералната комисия по комуникациите на САЩ). Въпреки това, те се различават един от друг по метода и скоростта на предаване на данни, вида на модулацията, обхвата на предаване, възможностите за обслужване и т.н.

Всички тези характеристики са важни при избора на широколентов аксесоар (от потенциален купувач) и елементна база (от разработчик, производител на комуникационни системи). В този преглед е направен опит да се класифицират широколентовите мрежи въз основа на най-слабо обхванатата характеристика в техническата литература, а именно тяхната модулация.

Използвайки различни видове допълнителни модулации, използвани във връзка с фазова (BPSK) и квадратурна фазова модулация (QPSK) за увеличаване на скоростта на информация при предаване на широколентови сигнали в диапазона 2,4 GHz, могат да се постигнат скорости на предаване на информация до 11 Mbit/s, като се вземат предвид ограниченията, наложени от FCC за работа в този диапазон. Тъй като се очаква широколентовите сигнали да се предават без получаване на лиценз за спектър, характеристиките на сигналите са ограничени, за да се намалят взаимните смущения.

Тези видове модулация са различни форми на M-арна ортогонална модулация (MOK), импулсна фазова модулация (PPM), квадратурна амплитудна модулация (QAM). Широколентовият достъп също включва сигнали, получени чрез едновременна работа на няколко паралелни канала, разделени по честота (FDMA) и/или време (TDMA). В зависимост от конкретните условия се избира един или друг вид модулация.

Избор на типа модулация

Основната задача на всяка комуникационна система е да прехвърли информацията от източника на съобщение до потребителя по най-икономичния начин. Поради това се избира вид модулация, който минимизира ефекта от смущения и изкривявания, като по този начин се постига максимална скорост на информацията и минимален процент грешки. Разглежданите видове модулация са избрани според няколко критерия: устойчивост на многолъчево разпространение; намеса; брой налични канали; изисквания за линейност на усилвателя на мощност; постижим обхват на предаване и сложност на изпълнение.

DSSS модулация

Повечето от видовете модулация, представени в този преглед, са базирани на широколентови сигнали с директна последователност (DSSS), класическите широколентови сигнали. В системи с DSSS, разширяването на спектъра на сигнала няколко пъти прави възможно намаляването на спектралната плътност на мощността на сигнала със същото количество. Разпространението на спектъра обикновено се постига чрез умножаване на сравнително теснолентов сигнал за данни по широколентов разпръскващ сигнал. Разпространяващият сигнал или кодът за разпространение често се нарича шумоподобен код или PN (псевдошум) код. Принципът на описаното разширение на спектъра е показан на фиг. 1.

Bit period - период на информационния бит
Chip period - период на проследяване на чип
Сигнал за данни - данни
PN-код - шумоподобен код
Кодиран сигнал - широколентов сигнал
DSSS/MOK модулация

Широколентовите сигнали с директна последователност с M-арна ортогонална модулация (или MOK модулация за кратко) са известни от дълго време, но са доста трудни за прилагане върху аналогови компоненти. Използвайки цифрови микросхеми, днес е възможно да се използват уникалните свойства на тази модулация.

Разновидност на MOK е М-арна биортогонална модулация (MBOK). Увеличаването на скоростта на информация се постига чрез едновременно използване на няколко ортогонални PN кода, като същевременно се поддържа същата честота на повторение на чипа и форма на спектъра. MBOK модулацията ефективно използва енергията на спектъра, тоест има доста високо съотношение на скоростта на предаване към енергията на сигнала. Той е устойчив на смущения и многопътно разпространение.

От показаното на фиг. 2 от модулационната схема MBOK заедно с QPSK, може да се види, че PN кодът е избран от M-ортогонални вектори в съответствие с байта на контролните данни. Тъй като I и Q каналите са ортогонални, те могат да бъдат MBOKed едновременно. При биортогоналната модулация се използват и обърнати вектори, което позволява увеличаване на скоростта на информацията. Най-широко използваният набор от наистина ортогонални вектори на Уолш с векторно измерение, делимо на 2. По този начин, използвайки система от вектори на Уолш с векторно измерение 8 и QPSK като PN кодове, със скорост на повторение от 11 мегачипа в секунда в пълно съответствие със стандарта IEEE 802.11 е възможно да се предават 8 бита на канален символ, което води до скорост на канала от 1,375 мегасимвола в секунда и скорост на информация от 11 Mbit/s.

Модулацията прави доста лесно организирането на съвместна работа с широколентови системи, работещи на стандартни скорости на чипа и използващи само QPSK. В този случай заглавката на рамката се предава със скорост 8 пъти по-ниска (във всеки отделен случай), което позволява на по-бавна система да възприеме правилно тази заглавка. След това скоростта на пренос на данни се увеличава.
1. Входни данни
2. Скрамблер
3. Мултиплексор 1:8
4. Изберете една от 8 функции на Walsh
5. Изберете една от 8 функции на Walsh
6. I-канален изход
7. Q-канал изход

Теоретично, MBOK има малко по-нисък процент грешки (BER) в сравнение с BPSK за същото съотношение Eb/N0 (поради свойствата си на кодиране), което го прави най-енергийно ефективната модулация. В BPSK всеки бит се обработва независимо от другия, в MBOK символът се разпознава. Ако е разпознат неправилно, това не означава, че всички битове на този символ са получени неправилно. Следователно вероятността за получаване на грешен символ не е равна на вероятността за получаване на грешен бит.

MBOK спектърът на модулираните сигнали съответства на установения в стандарта IEEE 802.11. В момента Aironet Wireless Communications, Inc. предлага безжични мостове за Ethernet и Token Ring мрежи, използващи DSSS/MBOK технология и предаване на информация по въздуха със скорост до 4 Mbit/s.

Многолъчевият имунитет зависи от съотношението Eb/N0 и фазовото изкривяване на сигнала. Числените симулации на предаването на широколентови MBOK сигнали, извършени от инженерите на Harris Semiconductor вътре в сгради, потвърдиха, че такива сигнали са доста устойчиви на тези смущаващи фактори1. Вижте: Andren C. 11 MBps модулационни техники // Бюлетин на Harris Semiconductor. 05/05/98.

На фиг. Фигура 3 показва графики на вероятността за получаване на грешен кадър с данни (PER) като функция на разстоянието при мощност на излъчен сигнал от 15 dB/MW (за 5,5 Mbit/s - 20 dB/MW), получена в резултат на числено симулация, за различни информационни скорости на предаване на данни.

Симулацията показва, че с увеличаване на Es/N0, необходимо за надеждно разпознаване на символи, PER нараства значително при условия на силно отражение на сигнала. За да се елиминира това, може да се използва координирано приемане от множество антени. На фиг. Фигура 4 показва резултатите за този случай. За оптимално съгласувано приемане, PER ще бъде равен на квадрата на PER на некоординираното приемане. При разглеждане на фиг. 3 и 4 е необходимо да се помни, че при PER=15% реалната загуба на скорост на информацията ще бъде 30% поради необходимостта от повторно предаване на неуспешни пакети.

Предпоставка за използване на QPSK във връзка с MBOK е кохерентната обработка на сигнала. На практика това се постига чрез получаване на преамбюла и заглавието на рамката с помощта на BPSK за конфигуриране на фазовия цикъл обратна връзка. Всичко това обаче, както и използването на серийни корелатори за кохерентна обработка на сигнала, увеличава сложността на демодулатора.

CCSK модулация

Сигналите с широколентова M-арна ортогонална циклична кодова последователност (CCSK) се демодулират по-лесно от MBOK, тъй като се използва само един PN код. Този тип модулация възниква поради времево изместване на корелационния пик в символа. Използвайки кода на Баркър с дължина 11 и скорост от 1 мегасимвол в секунда, е възможно да се премести пикът на една от осем позиции. Останалите 3 позиции не позволяват да се използват за увеличаване на скоростта на информацията. По този начин могат да се предават три информационни бита на символ. Чрез добавяне на BPSK можете да предавате още един информационен бит на символ, тоест общо 4. В резултат на това, използвайки QPSK, получаваме 8 информационни бита на канален символ.

Основният проблем с PPM и CCSK е чувствителността към многопътно разпространение, когато закъснението между отраженията на сигнала надвишава продължителността на PN кода. Следователно, тези видове модулации са трудни за използване на закрито с такива отражения. CCSK е доста лесен за демодулиране и изисква само леко увеличение на сложността от традиционната верига модулатор/демодулатор. Схемата CCSK е подобна на модулационната схема MBOK заедно с QPSK (виж фиг. 2), само че вместо блок за избор на една от 8 функции на Walsh има блок за смяна на думата.

DSSS/PPM модулация

Широколентовите импулсно фазово модулирани сигнали с директна последователност (DSSS/PPM) са вид сигнал, който е по-нататъшно развитие на сигналите с разширен спектър с директна последователност.

Идеята на импулсната фазова модулация за конвенционални широколентови сигнали е, че увеличаването на скоростта на информацията се получава чрез промяна на интервала от време между пиковете на корелация на последователни символи. Модулацията е изобретена от Rajeev Krishnamoorthy и Israel Bar-David в Bell Labs в Холандия.

Настоящите реализации на модулация правят възможно определянето на осем времеви позиции на корелационни импулси в интервала на символа (в рамките на интервала на PN последователността). Ако тази технология се приложи независимо върху I- и Q-каналите в DQPSK, тогава се получават 64 (8x8) различни информационни състояния. Комбинирайки фазова модулация с DQPSK модулация, която осигурява две различни състояния в канала I и две различни състояния в канала Q, се получават 256 (64x2x2) състояния, което е еквивалентно на 8 информационни бита на символ.

DSSS/QAM модулация

Широколентовите сигнали с квадратурна амплитудна модулация с директна последователност (DSSS/QAM) могат да се разглеждат като класически широколентови DQPSK модулирани сигнали, в които информацията също се предава чрез промяна на амплитудата. Чрез прилагане на двустепенна амплитудна модулация и DQPSK се получават 4 различни състояния в I канала и 4 различни състояния в Q канала. Модулираният сигнал може също да бъде подложен на импулсна фазова модулация, което ще увеличи скоростта на информацията.

Едно от ограниченията на DSSS/QAM е, че сигналите с такава модулация са доста чувствителни към многопътно разпространение. Освен това, поради използването както на фазова, така и на амплитудна модулация, съотношението Eb/N0 се увеличава, за да се получи същата стойност на BER като за MBOK.

За да намалите чувствителността към изкривяване, можете да използвате еквалайзер. Но използването му е нежелателно по две причини.

Първо, необходимо е да се увеличи последователността от символи, които регулират еквалайзера, което от своя страна увеличава дължината на преамбюла. Второ, добавянето на еквалайзер ще увеличи цената на системата като цяло.

Допълнителна квадратурна модулация може да се използва и в системи с прескачане на честотата. Така WaveAccess пусна модем с марката Jaguar, който използва технологията Frequency Hopping, QPSK модулация във връзка с 16QAM. За разлика от общоприетата честотна модулация FSK в този случай, това позволява реална скорост на трансфер на данни от 2,2 Mbit/s. Инженерите на WaveAccess смятат, че използването на DSSS технология с по-високи скорости (до 10 Mbit/s) е непрактично поради малкия обхват на предаване (не повече от 100 m).

OCDM модулация

Широколентовите сигнали, произведени чрез мултиплексиране на множество сигнали с ортогонален кодово разделение (OCDM), използват множество широколентови канали едновременно на една и съща честота.

Каналите са разделени чрез използване на ортогонални PN кодове. Sharp обяви 10-мегабитов модем, изграден с помощта на тази технология. Всъщност 16 канала с 16-чипови ортогонални кодове се предават едновременно. BPSK се прилага във всеки канал, след което каналите се сумират с помощта на аналогов метод.

Data Mux - мултиплексор за входни данни

BPSK - блокова фазова модулация

Разширение - блок с разпръснат спектър с директна последователност

Sum - изходен суматор

OFDM модулация

Широколентовите сигнали, получени чрез мултиплексиране на няколко широколентови сигнала с мултиплекс с ортогонално разделяне на честотите (OFDM), представляват едновременно предаване на фазово модулирани сигнали на различни носещи честоти. Модулацията е описана в MIL-STD 188C. Едно от предимствата му е високата му устойчивост на пропуски в спектъра, произтичащи от многолъчево затихване. Теснолентовото затихване може да изключи един или повече носители. Надеждната връзка се осигурява чрез разпределяне на енергията на символа върху няколко честоти.

Това надвишава спектралната ефективност на подобна QPSK система с 2,5 пъти. Има готови микросхеми, които реализират OFDM модулация. По-специално, Motorola произвежда OFDM демодулатора MC92308 и OFDM чипа MC92309 "front-end". Диаграмата на типичен OFDM модулатор е показана на фиг. 6.

Data mux - мултиплексор за входни данни

Канал - честотен канал

BPSK - блокова фазова модулация

Sum - суматор на честотен канал

Заключение

Сравнителната таблица показва оценките на всеки тип модулация според различни критерии и крайната оценка. По-нисък резултат съответства на по-добър резултат. Квадратурната амплитудна модулация се взема само за сравнение.

По време на прегледа бяха отхвърлени различни видове модулации, които имаха неприемливи стойности на оценка за различни показатели. Например широколентови сигнали с 16-позиционна фазова модулация (PSK) - поради слаба устойчивост на смущения, много широколентови сигнали - поради ограничения на дължината на честотния диапазон и необходимостта от наличие на поне три канала за съвместна работа на близките радио мрежи.

Сред разгледаните видове широколентова модулация най-интересна е М-арната биортогонална модулация - MBOK.

В заключение бих искал да отбележа модулацията, която не беше включена в поредица от експерименти, проведени от инженерите на Harris Semiconductor. Говорим за филтрирана QPSK модулация (Filtered Quadrature Phase Shift Keying - FQPSK). Тази модулация е разработена от професор Камило Фехер от Калифорнийския университет и патентована съвместно с Didcom, Inc.

За да се получи FQPSK, в предавателя се използва нелинейно филтриране на спектъра на сигнала с последващото му възстановяване в приемника. В резултат на това FQPSK спектърът заема приблизително половината от площта в сравнение с QPSK спектъра, като всички други параметри са равни. В допълнение, PER (процентът на пакетни грешки) на FQPSK е 10-2-10-4 по-добър от този на GMSK. GSMK е честотна модулация на Гаус, използвана по-специално в стандарта за цифрови клетъчни комуникации GSM. Новата модулация е достатъчно оценена и използвана в своите продукти от компании като EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications, както и НАСА.

Невъзможно е да се каже недвусмислено какъв вид модулация ще се използва в широколентовия достъп през 21 век. Всяка година количеството информация в света нараства, следователно все повече и повече информация ще се предава чрез комуникационни канали. Тъй като честотният спектър е уникален природен ресурс, изискванията към спектъра, използван от преносната система, непрекъснато ще нарастват. Следователно изборът е най-голям ефективен начинМодулацията в развитието на широколентовия достъп продължава да бъде един от най-важните въпроси.